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具有接收位置无关性的无线电能传 输系统的研究及实现

发布时间:2022-11-22 10:39
第一章 绪论 - 1 -
1.1课题研究背景及意义 - 1 -
1.2无线电能传输技术的分类 - 2 -
1.2.1电磁感应式 - 2 -
1.2.2磁耦合谐振式 - 3 -
1.2.3 微波式 - 4 -
1.2.4 激光式 - 5 -
1.3磁耦合谐振式无线电能传输国内外现状 - 5 -
1.3.1国外研究现状 - 5 -
1.3.2国内研究现状 - 8 -
1.4本文主要内容及章节安排 - 9 -
第二章 线圈建模及参数仿真优化 - 11 -
2.1引言 - 11 -
2.2MCR-WPT 系统总览 - 11 -
2.2.1MCR-WPT 系统结构 - 11 -
2.2.2无线电能传输分析方法 - 11 -
2.2.3无线电能传输基本电路模型分析 - 12 -
2.3MCR-WPT发射线圈改进设计分析 -14 -
2. 3. 1平面发射线圈的磁场分析 - 14 -
2.3.2线圈偏移互感分析 - 16 -
2.3.3改进发射线圈方案 - 17 -
2.4改进的折形线圈优化设计 - 21 -
2.4.1蝶形双D线圈三维建模 -21 -
2.4.2蝶形双D线圈建模参数优化 -22 -
2.5本章小结 - 24 -
第三章 接收线圈位置偏移仿真实验设计 - 25 -
3.1引言 - 25 -
3.2三种系统关于接收位置变化仿真实验 - 25 -
3.2.1接收线圈沿Z轴轴向变化仿真实验 -25 -
3.2.2接收线圈沿X轴和Y轴径向变化仿真实验 -29 -
3.3整体电路仿真实验 - 31 -
3.4本章小结 - 33 -
第四章 硬件电路系统设计 - 35 -
4.1引言 - 35 -
4.2逆变电路拓扑选择分析 - 35 -
4.2.1考毕兹振荡电路 - 35 -
4.2.2半桥式逆变电路 - 36 -
4.2.3H桥逆变电路 -37 -
4.3发射端实验系统设计 - 38 -
4.3.1电源选型 - 38 -
4.3.2全桥逆变放大电路设计 - 39 -
4.3.3发射线圈设计 - 42 -
4.4接收端实验系统设计 - 44 -
4.4.1接收匹配电路 - 44 -
4.4.2整流滤波电路及其负载 - 45 -
4.5本章小结 - 46 -
第五章 实验结果分析与验证 - 47 -
5.1引言 - 47 -
5.2实验平台搭建和结果数据分析 - 47 -
5.2.1实验平台搭建 - 47 -
5.2.2实验过程和结果分析 - 50 -
5.3本章小结 - 55 -
第六章 总结与展望 - 56 -
6.1 总结 - 56 -
6.2 展望 - 57 -
参考文献 - 58 -
在学期间取得的科研成果 - 62 -
致 谢 - 63 -
第一章 绪论
1.1课题研究背景及意义
从十九世纪前期开始,在丹麦物理学家Hans Christian 0rsted和法国物理学 家 Ampere 发现了电流的磁效应之后,人类社会对电的研究和使用有了快速飞 跃的发展。然而在人类进入电器时代并长足进步的同时,电线也一直跟随在人 类左右,虽然带来了用电的便利,但空间和地面上布满的电线也给我们带来了 很多麻烦。例如,假如有电线因外部不可控制的因素意外断路以后,那么断掉 的两端就会形成一个很大的电压差值,当他们因一阵风吹过而靠近,就很容易 轻易地击穿中间的空气产生电火花,而这种电火花会无规则的随处飞溅,从而 极易诱发火灾,造成无法挽回的严重后果。还有一种更可怕的情况,假如断的 位置一头重,一头轻,电线头就会悬挂在半空中,当有行人路过的时候,电线 端会引起跨弧电压,击穿空气,与人和大地形成闭合电路,然而人的电阻相对 高压点来说是很小的,所以瞬间会有一个强大的电流通过人体,后果不言而喻。
为了解决有线输电带来的种种问题,著名科学家Tesla Inc.在发明了交流电 的同时,也开始思考并且着手探索“电力的无线传输”相关课题,无线电能传 输(Wireless Power Transfer, WPT)技术也就是在这种背景下产生了。
无线电能传输[1-3]又称无线供电、无线电力传输,是一种不经过电导体,就 可以将电能从发电装置转化成电磁场能、激光、微波及机械波等能量,隔空传 输一段距离后,再由一个或多个接收器接收并转换为电能的传输技术。这种技 术最大的亮点就是能量发射的接收端都没有金属裸露,从而避免了人体触电的 风险[4,5],尤其是在植入式医疗设备[6-9]中,医生可以在不对人体进行手术的情 况下对病人体内的电器进行充电,直接避免了手术带来的各种风险。同时,如 果设计适当,一个发电装置就可以对多个用电器件同时进行充电[10-13],这样的 话就会省去多个充电器形成的成本,同时也省去了很多电源插口的使用,避免 了多根电线相互缠绕造成短路,减少了人触电的风险。
当今,无线电能传输技术已经应用于各个领域,例如众多车企都推出了支 持无线充电的电动汽车的实验车[14-18];消费电子领域中出现了海尔无尾电视和 无线充电手机等[19],生物医药领域,超材料[20-24]领域,还有一些海洋,钻井技 术[25-29]等特殊应用领域,都有了一定的研究和发展。所以,无线电能传输具有 巨大的发展和挖掘潜力,目前对于无线电能传输的研究已经是电气与自动化领
域最活跃的热点之一[30]。
1.2无线电能传输技术的分类
无线电能传输技术在近现代实现了多元化发展,其中,按照接收电路是否工 作在电磁场辐射区来进行分类,可将传输方式分为非辐射式无线电能传输技术 和辐射式无线电能传输技术,其中电磁感应式,磁耦合谐振式属于非辐射式无 线电能传输技术,其传输距离较短;微波式,激光式,超声波式都属于辐射式无 线电能传输技术,可以实现长距离能量传输[31-34]。如图 1.1所示。
 
图 1.1 无线电能传输研究分类
 
1.2.1电磁感应式
电磁感应式无线电能传输(Inductive Power Transfer, IPT)[35-41]技术又叫 做感应耦合式、电感耦合式无线电能传输技术,该技术运用的核心机理是变压 器原理,但不同于日常使用的变压器的地方在于,这里的核心结构是一种松耦 合变压器,可分离式的,并且它的一次侧绕组通过的一般是一个直流电经过高 频逆变放大器转化后形成的高频交流电,这时在接收端二次侧电感内部也会感 应出相同频率的感应电动势,这个压差会通过后续的高频整流滤波电路后就可 以驱动负载工作,从而完成了无线电能传输过程。因此为了保证整套系统的传 输功率和传输效率较大,就需要使得松耦合变压器的耦合系数较大,就会整个 系统的传输距离将会受到限制,一般常用在毫米级别。
其典型的应用之一是近几年出现的,具有无线充电功能的小米手机或者华 为手机,如图 1.2 所示。
 
 
图 1.2 感应式无线充电手机
 
其底部有一个无线充电插座,手机放上去即可充电,但使用者因此也无法 在这个期间操作手机,效率较高,但有局限性。另外还有现代的电动汽车无线 充电也是用的这种传输方式,如图 1.3 所示。目前主流的无线充电标准有三种: Power Matters Alliance (PMA)标准、Qi 标准、Alliance for Wireless Power (A4WP )标准。但大功率的无线充电则需要一个很大的发射绕组和接收绕组, 并且在拉开距离后漏磁会很严重,这就导致充电效率急剧下降,且两线圈必须 同轴,中间不能有障碍物,这也制约着无线充电汽车[42-44]的发展。
 
图 1.3 感应式无线充电汽车
 
1.2.2磁耦合谐振式
磁耦合谐振式无线电能传输(Magnetically-Coupled Resonant Wireless Power Transfer, MCR-WPT)[45-47]技术主要运用的是能量耦合原理,可由220V交流电 经过整流滤波电路之后转化成低压直流电,供中小型功率电能传输的研究使用, 之后此直流电会通过高频逆变放大器进行逆变器转化成频率在100-300kHz或者 1MHz 左右的可调高频交流电,这个频率也就是整个系统的中心工作频率。目 前,发射端和接收端的结构形式分为两线圈结构、三线圈结构、四线圈结构、 其中发射线圈又有三线圈相互垂直全方向结构,太极线圈结构等等,基本匹配 方法都是线圈确定之后,需要加补偿电容,以确保每一级线圈都处于中心频率 谐振状态,与发射端逆变得来的放大电压频率保持一致,使得当整个系统开始 工作时,电源端,发射线圈和接收线圈同时达到同频共振的效果,电磁能量就 会在发射线圈和接收线圈之间进行能量交换,一部分能量会继续往后传给后续 电路,给负载供电,从而实现了无线电能传输。如图 1 .4所示。
 
图 1.4 谐振式无线电能传输结构图
 
1.2.3微波式
微波无线电能传输技术在 20 世纪 30 年代初开始被研究[48],美国雷神公司 的世界顶级微波专家William C. Brown在西屋实验室用一对100MHz的偶极子, 成功的向 25ft 外传输了大约几百瓦的电功率,从而引发了人们对微波无线传能 的极大兴趣。微波无线传能属于辐射式,已经出了近场范围,因此能传输的距 离较远,具体方式一般是直流电能带动微波功率发射器,产生0.3-300GHz范围 内某一频率的微波,经过发射天线发射到自由时空,再由接收整流天线收集到 能量转化成可供负载运转的直流电,如图 1.5所示。
 
图 1.5 微波式无线电能传输结构图
 
目前,S波段(2.45GHz)和C波段(5.8GHz)是工业生产,科学研发及 医疗领域可使用的公共波段,可见频率之高是微波传能的重要特点之一,但与 此同时,高频率的微波会对人类和动物的身体健康会造成一定的威胁,这也制 约着微波传能的发展。
1.2.4激光式
激光式无线电能传输是指将电能通过激光器转化为激光能,再由光束准直 部分借空气为介质定向发射出去,照射到接收装置再转化为电能的过程[49]。相 比较其他三种无线传能方式,其优点是具有方向性好,能量集中,传输距离远, 接收设备小等优点,因此对微型飞行器、微小行星,无人机等航天设备远程供 电具有独特的应用价值,但是其研究难度大,缺乏相应研究条件和理论基础, 使得该技术目前处于研究阶段。
1.3磁耦合谐振式无线电能传输国内外现状
1.3.1国外研究现状
在20世纪初期,全球著名的塞尔维亚裔美籍科学家尼古拉•特斯拉就率先 提出了磁耦合谐振式无线电能传输的概念并开始了对于其的研究[50]。但是在随 后的一百多年,都没有太大的突破。直到 21 世纪初期, 2006 年美国麻省理工 物理系的 Marin Soljacic 教授所带的团队利用物理学的磁耦合谐振原理“逮住” 了发散电磁波收集的方法,让发射线圈,中继线圈和接收线圈产生同频共振, 使他们之间能进行能量交换。结果在设计了两个相同大小的铜线圈同频谐振的 情况下,可以将距离大约2m远的地方点亮一个60W的电灯泡,整个传输效率在 40%左右[51],实验装置如图1.6所示。
 
图 1.6 麻省理工 MCR-WPT 实验
 
Marin Soljacic 教授的研究验证了特斯拉磁耦合谐振无线电能传输的想法正 确性,是无线电能传输历史上具有重要意义的里程碑。
2008年8月,英特尔公司的著名科学家J.R. Smith在英特尔开发者论坛上 也展示了基于磁耦合谐振式共振技术的研究装置。在演示过程中,该系统实现 了在相距1m的距离内以75%的效率向接收负载传输了 60W的功率,并且还加 了电能传输的同时还能传递声音信息的新功能[52]。2009 年,美国马里兰大学的 著名教授 Sedwick 创造性的提出了用超导体实现长远距离磁耦合谐振式无线电 能传输,并对超导体传输理论进行了深入细致的分析[53]。2010 年,麻省理工学 院的Marin Soljacic团队运用考毕兹振荡电路制造发射端,发出了 6.5MHz的谐 振频率,实现了传输距离达到在 2.7 米的无线电能传输效果,其效率在 30%以 上[54]。
2011年,有韩国学者发现,两个超导线圈之间具有一定的磁谐振式无线电 能传输机理[55]。同年,美国华盛顿大学,美国匹兹堡大学医学中心和英特尔公 司联合声明,他们利用磁耦合谐振无线电能传输技术成功研制出了可供植入式 人工心脏使用的充电装置,具体做法是将装有接收线圈的人工心脏放入模拟人 体环境的生理盐水中,从外侧可以使得电能传输进去充电。除了在生物医疗领 域外,给海洋中设备无线充电也是美国华盛顿大学研究课热门课题之一[56]。
2012年 6 月,三星发布的手机 Galaxy S3 具有无线充电功能,原理就是磁 耦合谐振式无线电能传输,这也是首次实现了磁耦合谐振式无线电能传输在商 业产品上的成功应用。同年,无线充电联盟(Alliance for Wireless Power, A4WP) 在此基础上成立了[57],并在2013年推出了 Rezence无线充电标准。
2016 年, KIPE无线电能委员会主席Chun T. Rim教授所带领的研究团队提 出了一种适用于大范围三维全方向无线电能传输的交叉偶极子收发线圈[63],如 图1.7所示。
 
图 1.7 交叉偶极子收发线圈系统
上图线圈系统的原理是发射线圈和接收线圈都是十字形,当发射端通电后 就会产生一个旋转的磁场,可使接收端无论什么角度都可以接收电力,实现了 多负载,多目标输出,但最大效率只有 33.6%,且收发线圈之间的距离任然受 到了限制。
2020年,韩国大田高级科学技术研究院(KAIST)的Hoi R.Kim教授所带 领的科研团队,从接收角度考虑,研究了一款新型的接收线圈[61],如图 1.8 所 示。
 
图 1.8 改进的接收线圈系统
 
线圈采用每个线圈形成平面十字形铁氧体磁芯,铁氧体磁芯的每段与两个 线圈相交。当一个线圈旋转 90度时,其铁氧体磁芯的相交方向与另一个线圈的 相交方向相同。验证了在任意方向的磁通作用下,至少有一个线圈上会产生感 应电压,从而达到了全向接收的目的。但因为其结构分散,每一个部分只有一段 线圈起作用,所以所接收的能量有限,能量传输效率也相对较低。
2021年,韩国首尔汉阳大学电气工程博士 Rae-Young Kim带领其团队也做 了全方向相关实验,他们根据不同的堆芯参数计算了效率和堆芯体积,并通过 多目标优化设计选择了最佳的磁体结构,通过设计参数制作了最优的磁路结构 [62],如图 1.9所示。
 
图 1.9 改进的发射线圈系统
 
图中可以看出,发射线圈同样使用了铁氧体,其结构是一种三个圆面相切, 并有一个圆心的结构,三个圆周长分别缠绕三个螺线管线圈,其效果相对传统 全向系统效率有所提高。
1.3.2国内研究现状
国内对无线电能传输的研究起步较晚。 2007 年,华南理工大学的张波教授 带领的团队使用与Marin Soljacic团队的耦合模理论不同的电路分析法,建立了 磁耦合谐振无线充电的电路模型,并且率先提出了频率跟踪的研究方法,为可以 自由控制频率提供了可能;哈尔滨工业大学朱春波教授做了无线电能传输拓扑, 实现了在1m距离内达到50W的传输功率,但所使用的谐振线圈直径为0.5m, 占据空间严重[58]。 2012 年,天津工业大学杨庆新教授所带团队利用电容三点式 振荡放大电路实现了对 60-90kHz 到 14.5MHz 的频率段进行了实物研究探索, 最后实现了发射线圈和接收线圈距离为2m,源线圈和负载线圈距离为2.4米时, 向额定值为 220V, 60W 的电灯泡供电[59],最后测试得到灯泡两端的功率约为 45W,对后来磁耦合电路的建模和设计具有良好的指导作用。
2017 年 4 月,杨庆新教授,哈尔滨大学朱春波教授,清华大学赵争鸣教授 等来自全国 14个省、市相关高校的专家教授齐聚天津,成立了专门为解决无线 电能传输中如何增大传输距离、提高传输效率和保障电磁辐射不会对人造成危 害等突出问题的中国电工技术学会无线电能传输技术专业委员会,相信在未来 人类可以早日摆脱电线困扰,真正进入无线时代。
同年,香港大学名誉教授S.YRon Hui所在研究团队较早的提出了三线圈两 两相互正交且有一个共同原点的三维全方向发射系统模型[60],如图1.10所示。
 
图 1.10 全方向发射线圈系统模型
 
由上图可以看到,每一个线圈都带有一个电流发射电路,因此,这些电路 可以通过控制每个线圈中的电流大小来自由的改变磁场的方向,从而实现真正 的全方向接收能量的目的。无论位置如何,接收器都可以接收功率,从而最大 限度地提高负载的移动性。
1.4本文主要内容及章节安排
本文针对磁耦合谐振式无线传能系统中,传统谐振双线圈系统抗偏移能力 弱,以及全向双线圈无线传能系统效率低等问题,构建了传统平面线圈,折形 线圈和蝶形双D线圈三种MCR-WPT无线电能传输系统,并进行了仿真优化和 三维仿真系统对比实验设计。最后搭建了实物平台,对上述所有仿真结果进行 了实物实验验证。
本文的主要安排为以下六章:
第一章:绪论。主要介绍了无线电能传输的研究背景和存在意义,研究方 向以及 MCR-WPT 系统的国内外研究现状,提出了相关现存热点问题,并把改 进平面发射线圈研究方向。
第二章:介绍了 MCR-WPT 系统结构,常用的无线传能的方法,以及基本 的拓扑类型,并推导了 SS型电路模型电能传输效率表达式。接着,从线圈结构 的角度,分析了传统平面线圈周围磁场强度,以及接收线圈发生偏移时的相关 理论计算方法。并设计了“折形线圈”和“蝶形双 D 线圈”,通过 ANSYS HFSS和Designer联合仿真设计了相关实验,对两种线圈进行了参数优化。
第三章:以材料、大小均相同的传统平面线圈,折形线圈和蝶形双 D 线圈 三种发射线圈为基础,分别构建了三种 MCR-WPT 三维系统仿真模型,并构建 了三维坐标系,使接收线圈从同一位置沿X轴,Y轴和Z轴三个方向移动,并 获得相应的S21值,换算成效率。然后对完整的MCR-WPT电路进行T型等效 仿真,为后续实物平台的搭建提供了参考依据。
第四章:介绍了具有接收位置无关性的 MCR-WPT 整体电路方案,包括发 射端部分的电源选型,全桥逆变放大电路设计,平面线圈,折形线圈和双 D 线 圈的制作和匹配过程。接收端线圈匹配电路以及整流滤波电路的设计,并分别 作了详细介绍,为后文系统平台的搭建和实验作了充分的准备。
第五章:搭建了平面线圈,折形线圈和双D线圈三个MCR-WPT无线电能 传输实验系统平台,设计并验证了折形线圈和双 D 线圈有关开合角度的实验, 同时在实物中建立了三维坐标系,做了接收线圈沿 Z 轴轴向, X、Y 轴径向偏 移实验,得出了实验结果,与仿真数据大体吻合,总体达到了预期实验目的。
第六章:总结和展望。对本文工作做了全面总结,并对研究的不足给予了 说明。
第二章 线圈建模及参数仿真优化
2.1引言
MCR-WPT 相关研究已呈现多样化发展,但存在诸多问题和挑战。本章将 从传统平面线圈出发,介绍 MCR-WPT 系统的基本结构和基本理论研究方法, 进而根据理论分析,改进平面发射线圈的结构,构造了“折形线圈”和“蝶形 双 D 线圈”模型,并通过仿真对其参数进行优化。
2.2MCR-WPT 系统总览
2.2.1MCR-WPT 系统结构
图 2.1 是 MCR-WPT 的基本结构,从图中能看出磁耦合谐振式无线电能传 输的基本原理,那就是首先需要一个高频率的能量源输出系统,将电能通过导 线传递到TX上。其中,TX表示发射线圈,RX表示接收线圈。然后TX和RX 经过匹配后产生与功率源相同的谐振频率原理,使能量隔空进行交换,再由接 收侧电路拾取能量并进行相应的转化处理,最终使负载获得电能的过程。
 
 
2.2.2无线电能传输分析方法
目前,国内外常用来研究磁耦合谐振式无线电能传输的方法一共有三种, 分别是耦合膜理论法(Coupled-mode Theory, CMT),电路理论方法和散射矩
阵理论方法。
耦合膜理论是最早使用的研究无线电能传输的理论依据,也是能从能量角 度分析系统的最为简单有效的方法,由J.R. Pierce在20世纪40年代探究微波 电子管特性时发现并提出。它可以对建立好的发射线圈和接收线圈模型进行直 接的能量分析,从而使得其物理概念简洁明了,计算一步到位,并能够直观的 分析出两个线圈的能量交换过程。但随着研究进程不断地深入,线圈也从原来 的单一形状,单一方向朝着多负载,多电源系统发展,这就使得用耦合膜理论 细致的分析系统工作时的每一部分造成了困难。
散射矩阵理论又被称之为二端口理论,顾名思义,就是将整个电路系统看 作是二端口网络加以研究,这样的话就可以忽略掉端口网络内部的具体结构了, 因此适用于测量输入输出功率,而不适用于具体线圈参数优化和建模。所以在 研究分析的过程中,一般采用电路模型方法。
2.2.3无线电能传输基本电路模型分析
在分析无线电能传输系统的过程中,可以发现,假如用单一的电源和线圈 系统进行能量交换,线圈可以等效为一个独立的电感,那么根据功率定理可知, 系统等效阻抗的虚部对应的是无功功率,且是感性。显然,只有在无功功率为 零才是最好的。所以可对发射线圈和接收线圈进行单独的无功补偿,从而提高 传输效率。目前现有4种经典的电路补偿网络,他们分别是SS型,即发射线圈 和接收线圈都与补偿网络串联, SP 型,发射端串联接收端并联, PS 型为发射 端并联接收端串联补偿, PP 型是发射端和接收端都并联补偿。根据电压或电流 补偿的性质来划分,SS型和SP型又称之为电压源型无线传能系统,PP型和PS 型属于电流源型无线电能传输系统。本文是以控制电压的方法为主要研究思路, 故采用SS型串联补偿形态。SS型电路模型示意如图2.2所示。
 
 
图 2.2 SS 型串联补偿电路模型
由图 2.2 可以看到, US 是经过逆变放大之后的高频交流源,也就是电路发
 
射调节电路输出电压, CT 和 LT 分别是发射端电路的补偿电容和相应的谐振发 射线圈电感,同理 CR 和 LR 分别是接收端电路的补偿电容和相应的谐振接收线 圈电感, R1 和 R2 分别为发射电路和接收电路中的相关线路损耗。 RL 为整个体 统的负载, M 是两线圈互感,为了方便计算分析,可以将上图转化为 T 型等效 电路,如图 2.3所示,
 
 
 
根据上图,可使用基尔霍夫电压定律(KVL)可得到等式(2.1) (2.2):
US = (R1 + j ®Lt + )iT + j^MiR
j①C
(R +R + j g)Lr + 沧 + jaM^, =0
j^CR
将以上方程组进行求解,就可以得到iT和iR等式(2.3) (2.4):
U
iT = j
T 1 (aM )2
(R1 +J aLT + ——) + ;—
JaCT 巴+R + JaLR
2 LRjaCR
._ —jaMUs
1r = 1 1 - (2.4)
(R1+J aLT + .厂)(R2 +Rl + JaLR + .厂)+ (aM)
1T JaCT2L R jaCR
从而就可以得到整个无线电能传输系统效率一般表达式(2.5):
〃 =PouL x 100%= = aMrl x 100%
P Usi RJW+Rl)2 + (aLR + 斗)2] + (aM )2( R2+RL)
1 2 L R J aCR 2 L
(2.5) 当系统谐振时,也就是发射线圈等效输入阻抗和接收线圈的等效输出阻抗
都为零时,满足表达式(2.6)(2.7):
 
 
此时的输出功率 Pout 如公式( 2.8)所示,
(M)2 RU2
[R1( R2+Rl ) + (^M )2]2
此时的效率会达到最大,如下式(2.9)所示:
/ M2 Rl
R1( R2+Rl )2 + (^M )2( R2+Rl )
2.3MCR-WPT 发射线圈改进设计分析
2.3.1平面发射线圈的磁场分析
目前研究中常见的三维全方向发射线圈在工作过程中每个线圈部分在每个 时间段内的利用率低,且真正传递到空间的利用范围小,存在有诸多限制。所 以,本文从传统平面线圈入手,加以改进,力求在接收范围内达到具有接收位 置无关性的高效率传输成果。
利用有限元射频仿真软件 ANSYS HFSS 可以绘制得到传统三维平面发射线 圈如图 2.4 所示。
 
图 2.4 传统平面发射线圈 上图可以看出,该线圈是平面螺旋形的,在 XY 平面内,由三维坐标系原 点 O 到内圈的距离称为内径,到外圈的距离称为外径,内圈到外圈的每一匝都
是相同的匝间距,激励源选择的是集总端口激励。其仿真设置中的重要参数如 表 2.1 所示。
表 2.1 发射线圈参数表
相关参数 数值
线径 1.5mm
内径 6cm
外径 9.4cm
匝数 7
匝间距 5cm
材料 Copper
 
根据毕奥-萨伐尔定律,空间中某一点的磁感应强度 B 可用方程表示为
2.10),
idi x r
(2.10)
上式中,如是真空磁导率,为一个常数,I是电流源,dl是电流源的线积分, r 是电流源到该点的矢径,将上述每一点的磁感应强度积分,就可得到整个线圈 的磁感应强度B为式(2.11),
云_ “0「同x e
B =石 J 丁"
假设接收线圈的位置不变,功率源,线圈的参数都是相同的,那么当传统 平面发射线圈的结构发生改变时,就会使得发射线圈的磁场范围发生改变,接 收线圈的磁通量发生变化,进而会导致接收到的谐振电能不同,接收线圈产生 的功率再与输入功率相比较,可以直观反映出效率的大小。以下是传统平面发 射线圈磁场仿真效果图 2.5:
 
 
图 2.5 传统线圈磁场分布图
 
在图2.5中,以上仿真是基于中心频率为13.56MHz下进行的。激励选择了 集总端口激励,同时也匹配了相应的谐振电容,使之达到了 LC 谐振状态,这 样的话就会让整个线圈内部如同一根导线,只有实部的存在且理想状态下实部 接近零,虚部也为零,因而使得有功功率最大化,电流变为了最大量,而电流 I 正比于磁场大小,所以可使磁场最大化。可见传统平面线圈的磁场分布较为分 散,并且磁场强度不高,不适用于实验目标中定向范围能量传输的使用操作, 由此可见,改变收发线圈的线圈结构可以改变相互之间的磁场大小,进而使得 接收线圈不会因位置改变而使效率迅速下降成为可能。
2.3.2线圈偏移互感分析
为了达到很好的抗偏移特性,除了改变发射线圈的磁场,互感的大小也是
影响收发线圈能量传输效率的重要因素。不论怎样的发射线圈,在与接收线圈 发生偏移时,可以统一用以下模型表示:
 
图 2.6 线圈偏移模型
 
由图2.6可以看出,假设O1是发射线圈,02是接收线圈,n和r2分别是两 个线圈的半径,R是两个线圈上积分元所在点M和N的距离。a、卩分别是积 分元 dl1 和 dl2 相对于各自 X 轴的偏转角,当两个线圈中心不同轴时,可认为发 生了线圈偏移,此时他们之间的互感系数可用诺依曼公式(2.12)表示:
 
其中,如是真空磁导率,N1、N2是线圈匝数,通过以上公式,只要确定了每个 线圈大小以及相对位置,就可算得互感。
为了验证上述理论,将图 2.6 所示模型进行赋值取点计算分析,这里使用 了 N1值为11匝,N2值为15匝,n为14cm,r2为10cm的两个实验线圈,做了 一套实验数据。其中,当线圈仅有轴向偏移时,轴向距离用 h 来表示,其变化 范围设置为5—20cm,只有径向偏移时,用字母k表示,范围设定为5到15cm, 当接收线圈发生偏移时,可获得如下结果:
 
由图 2.7 可知,在传统平面双线圈系统中,接收线圈发生轴向和径向位移 时,两线圈间的互感均降低,符合常用的互感公式理论推导。而互感的减小会 引起整个无线电能传输系统的能量传输效率下降。为了改善上述情况,可以采 用改变线圈结构的方法对系统加以优化。
2.3.3改进发射线圈方案
本文从优化发射线圈的结构的角度,提出了改进平面线圈的方案,如图 2.8 所示。
 
图 2.8 折形线圈三维结构图
 
从上图可以看出,此线圈是由传统平面线圈两端向中间弯折而成的,因此 可以把它命名为“折形线圈”。即将平面从中间一劈两半,左右两边各沿着 X 轴弯折相同度角,所以中间自然形成了一个a度的夹角,从而看出此角度是可 以弯折成任意角度的。XY平面距离该折形线圈最高处为h,线圈底部的右边红 色箭头是其激励方向。这里做了放大处理,以便观察。其线圈参数和传统线圈 参数相同,如表 3.1所示。
为了更好的优化折形线圈的相关参数,得出一个最优线圈,可以设置如下 方案:首先,确定一个接收线圈,并且位置一直固定不变,将发射线圈的弯折 角度a设置度数为150度、120度、90度三个实验数据,分别对固定好的接收 线圈进行无线电能传输仿真,得到最优解。
此实验方案安排如下,首先,需要在上述介绍的 HFSS 仿真软件中设计出 三种角度的折形线圈,并且参数,摆放位置都相同,只是角度不同,用来控制 变量。其次,本文需要设计一款大小相同且位置不变的接收线圈,因为这样可 以直观地通过仿真,观察两个线圈在扫频作用下,每一个频率的 S21 值, S21 是接收线圈对发射线圈的增益反馈系数,由于S21=10Lg n,可通过计算直观反 映其正比于传输效率n的大小。其中,接收线圈如下图所示:
 
 
图 2.9 接收线圈示意图
 
见上图 2.9 可知,由于本文的目标之一是给予中小型设备充电,所以使用 的是半径3.5cm,高度2cm的小型螺旋线圈作为接收线圈,其相关参数如下表
2.2所示:
表 2.2 接收线圈参数表
相关参数 数值
线径 1mm
线圈半径 3.5cm
匝数 10
匝间距 2.1mm
材料 Copper
 
由于接收线圈位置不能变,这里设置了其中心距离发射线圈中心 Z 轴正上 方 148mm 处的位置进行仿真,其对于三种角度的折形线圈的相关仿真三维模型 如下图所示:
 
图 2.10 三种角度折形线圈系统
图 2.10 展示了三种角度 HFSS 建模仿真情况,图中可看出,三种折形发射 线圈的位置和接收线圈的位置是一致的。只有角度发生了变化。且每一个线圈 系统都有一个空气盒子,他们都是以 50%的偏移量进行取值的,因此仿真范围 会根据每个系统的整体大小而产生变化,扩大空间有利于仿真结果的准确性。
同时,每一个线圈的感抗值也会有相应变化。此时, 90 度的折形线圈的感 抗值折算为电感量是12yH,而120度的折形线圈电感量约为13.7叩,150的电 感量约为14.5yH,此时可根据公式(2.6)和(2.7)可计算得到其在相同频率 下所对应的匹配电容,这里本文的所有仿真频率都选择经典的13.56MHz,这个 是最适宜测试无线电能传输的频率,一般对人的身体无害且能适于测出明显效 果。所以计算所得所需电容按照图 2.10 从左到右顺序依次为 11.5pF、 10pF 和 9.5pF,而接收线圈的电感仿真为9.9叩,所以计算的所需电感为13.9pF。
得到上述数据后,就可以进行仿真优化设计了。本文可以将这种已仿真的 HFSS 相关文件,导入 ANSYS Designer 使两个仿真软件进行联合仿真,此时两 线圈同轴,并且模型导入 Designer 时选择的是“默认参照地”的格式,所以图 中默认两线圈有相同的地并给予了省略。同样,设施仿真参数,中心频率为 13.56MHz,扫频设置为9-17MHz,频率步长为0.07MHz,这样就可以扫描115 个频率点位,并且将 13.56MHz 放在较为中间的扫描位置,便于观察前后频率 的仿真趋势。仿真过程如图 2.11 所示,
 
图2.11三种角度折形线圈系统HFSS与Designer联合仿真
 
上图中, 1:1 和 2:1 分别是由平面线圈和螺旋线圈引出的端口,因为在导入 designer 前,线圈已经在 HFSS 内仿真过,可以得到两个线圈的自身阻抗 Z(1,1) 和Z (2,2)的实部和虚部。①系统的发射线圈张开角度为90度,②为120度, ③是 150 度。其他条件不变。配置好之后仿真一段时间,仿真完成,可以在结 果选项中选择上述图形中的端口 Port4 对 Port1, Port5 对 Port2, Port6 对 Port3 的 S21 值进行对比分析,就可以得出如实验结果图 2.12所示,
 
 
结合图 2.11 和图 2.12可以得到如下结论,对于定向接收位置而言,更改发 射线圈的相关结构,可以使得接收电路获得的能量发生变化,并且,当折形线 圈从开合脚150度变化到 120度和 90度的过程中,在谐振频率点处,其相应的 S21值是越来越大的,并且90度时为最大S21值-1.51165 (图中已经专门标出), S21值对应的传输效率是十倍log的关系,所以转化的效率计算约为70%。就目 前实验结果可以判断, 90度是当前实验下较为理想的一个开合角度。
2.4改进的折形线圈优化设计
2.4.1蝶形双D线圈三维建模
通过上一节可以看出,折形线圈相对于平面线圈来说,其横向面积因为弯 折而变窄了,减小了平面面积,平面面积变小将导致接收线圈的接收范围受限 制。本文从线圈结构的角度,再对折形线圈提供了改进方案,构建了蝶形双 D 发射线圈三维模型,以下简称双D线圈,如图2.13所示。
 
 
 
由上图可以知道,此线圈最基本的图形结构是以传统平面线圈为基础变化 而来。双 D 线圈与折形线圈不同的是,当平面线圈切成两半后,不是直接将其 折叠,而是将其分别沿着图中 Y 轴的正反两个方向拉开一段相同的距离,并用 导线如缝针一般一圈一圈地将线圈首尾缝合相连起来,如图 2.14 所示。再进行 一定角度的弯折,从而在两个D形半圆之间会产生一个图2.13中所示的距离do 其余的变量如开合角度a,线圈匝数和匝间距等参数与折形线圈的参数是一样 的。
 
图2.14蝶形双D线圈首尾缝合放大图
 
2. 4. 2蝶形双D线圈建模参数优化
由 2.3 小节实验结果分析, 90 度的弯折角度效果相对较好,所以本节对双
D线圈选取90度角作为其张合角度,接下来需要确定的,就是两半D形线圈相 距的距离d,并设计相关实验得到最好的解。
首先,本文先将双D线圈中需要优化的参数d,分别设置取值为10mm,
20mm, 30mm和40mm。并且依据这四个数值,分别在HFSS中构建出这四种 双 D 线圈三维模型,然后分别添加图 2.9 所示的螺旋接收线圈,位置如图 2.10 一样还是不变的,即其中心在距离原点处 148mm 的 Z 轴上。同样设置扫频 9- 17MHz, 0.07MHz 进行扫频。仿真结束后,分别取对应的实部和虚部的阻抗进 行计算可以得到双D发射线圈的电感量为20yH左右,而接收线圈的电感量为 9.9uF,根据之前的方法,可以求出,双D线圈应该匹配6.7pF左右的电感,接 收线圈匹配 13.9pF 的电容。再将其导入到 Designer 中进行联合仿真,如下图 2.15所示。
 
图 2.15 双 D 线圈系统测试距离 d 的联合仿真
 
上图中,①的两个D形线圈间距离d为1cm,②为2cm,③是3cm,④是 4cm,由于仿真环境相同,故可以放在一起仿真。仿真完成后,可以取得每个 系统的设置谐振频率点中各个S21值,并将他们归纳,如图2.16所示。
 
双D线圈间距离d (cm)
图2.16双D线圈不同间距d下的S21值
 
由上图可以看出,随着双 D 线圈间距不断的拉大,其对应同一位置的接收 线圈产生的 S21 值是先增大,后减小的趋势,因此,本文就目前的 4 个采样点, 选择 d=3cm 作为后续试验的最优方案。
2.5本章小结
本章以传统平面线圈为例,介绍了 MCR-WPT 系统结构,并由此引出当前 常用的分析无线传能的方法,以及基本的拓扑类型介绍,由SS型电路模型导出 相应的电能传输效率表达式。接着,又从线圈结构的角度,分析出了线圈周围 磁场强度,以及接收线圈发生偏移时的相关理论计算方法。进而根据上述理论, 对传统平面线圈的结构进行改进,设计了“折形线圈”和“蝶形双 D 线圈”模 型,并通过ANSYS HFSS和Designer联合仿真设计了相关实验,对以上两种线 圈进行了参数优化,为后续实验做了充分的准备工作。
第三章 接收线圈位置偏移仿真实验设计
3.1引言
本章将依据前一章的仿真方法,对平面线圈、折形线圈和蝶形双 D 线圈与 螺旋接收线圈构成的三套无线电能传输系统,设计接收线圈位移变化仿真实验。 通过测试每个频点相应的 S21 值来判断它们分别的传输效率大小,以测试改进 线圈的抗偏移特性。并用ADS对整体电路系统进行了仿真,为后续实物平台搭 建提供可行性依据。
3.2三种系统关于接收位置变化仿真实验
3.2.1接收线圈沿Z轴轴向变化仿真实验
通过第二章可知,由平面线圈改进的折形线圈和蝶形双 D 线圈,都有一个 沿着Z轴方向到XY平面的高度差h,这就会使得接收线圈和发射线圈离得更 近一些,从而效果更佳。为了设计实验的严谨性,消除这个高度差带来的影响, 本文使用了一个简易的积分计算,得出当平面线圈中心位置位于双 D 线圈和折 形线圈约 0.4倍高度距离处,两者的重心可保持相对平衡,如下图3.1所示。
 
图 3.1 发射线圈摆放位置示意
 
为了控制其他不必要因素,这三类发射线圈的参数也需要保持一致。具体 线圈参数本章沿用第二章的参数如表 2.1 所示。其次,由于这次的测试对象是 接收线圈在不同位置的 S21 大小,所以每个发射线圈的位置是不变的。为了实 验的有效性和合理性,本章规定XYZ三维坐标平面中,点(0,0,148mm)作为 接收线圈的中心位置点。并沿着这一点,分别沿着轴向和径向等长移动一定的 距离,比较对应的 S21 值。
先来确定折形线圈和双D线圈的高度,经过软件内测量可知,90度的折形 线圈高度h为6.5cm,所以,平面线圈实验位置高度在距离XY平面2.6cm的位 置进行实验。其次就是接收线圈的位置,这里以中心位置点为起点,沿着 Z 轴 方向做轴向移动,如图 3.2所示:
 
图 3.2 传统线圈轴向偏移位置示意图
 
上图是传统线圈位置关系图,同样,利用第二章的仿真方法,使其在 HFSS里仿真完成后,可以计算得平面线圈电感量为14.5yH,由于实验环境相 同,为中心频率选择 13.56MHz, 9-17MHz 进行扫频, 所以谐振频率点是 13.56MHz,通过式(2.6)、(2.7)计算得,发射线圈所需匹配谐振电容为9.4pF, 接收线圈为13.9pF,并再次导入Designer中进行联合仿真,如图3.3所示。
 
 
图3.3传统平面线圈HFSS与Designer联合仿真
在上图中,每个图中间的 HFSS 三维仿真模型各不相同。其中,平面发射 线圈位置固定不变,而螺旋接收线圈是以第一个图①为默认位置,标号②③④ 图依次递增,每一个线圈都比前一个线圈轴向沿Z轴向上偏移10mm,此时两 线圈同轴,每个模型导入 Designer 时选择的是“默认参照地”的格式。仿真后 得到每个系统的频率仿真模型,将谐振频率点的每个S21做好记录。
利用上述同样的方法,分别做折形线圈和双D线圈的Z轴轴向移动实验, 如下图 3.4所示。
 
然后,将上述模型每一个导入 Designer 中进行与 HFSS 联合的仿真,这里 以折形线圈为例,如下图 3.5 所示。
 
 
图3.5折形线圈HFSS与Designer联合轴向仿真
上图是折形线圈轴向联合仿真示意图,因为在 HFSS 中测得折形线圈的电 感为12yH,所以接收线圈匹配为11.5pF。此时接收线圈位移也和平面发射线圈 实验相同,图①的接收线圈为前文所定的默认位置,②为沿着默认位置上升 1cm后的位置,③是2cm,④是3cm,同样,双D线圈轴向联合仿真如图3.6 所示,
 
图3.6蝶形双D线圈系统中接收线圈轴向偏移联合仿真
其中,双D发射线圈的电感为20uF,所以匹配的电容是6.75pF。将上述三种系 统仿真结果,可以得到每个系统各个频率点的S21,再将每个谐振处的S21值 取出加以对比,就可以得到如下结论图,
 
 
由上图 3.7 可以看出,当接收线圈发生轴向偏移时,三种线圈的 S21 值都 有下降的趋势,那是因为发射线圈和接收线圈距离变远时,互感开始减小,传 输能量的效果开始下降。从个体来说,双D线圈的整体S21值要在相同偏移距 离条件下均大于折形线圈和传统平面线圈。并且当双 D 线圈所在系统轴向偏移 到20mm的过程中,其S21值都在-3以上,也就是双D线圈系统接收线圈轴向 位移20mm内,效率都能保持在50%以上,证明其具有较好的传输特性。
3.2.2接收线圈沿 X 轴和 Y 轴径向变化仿真实验
依据前文的方法,本节分别以接收线圈中心位置(0,0,148mm)为起点,沿 着X轴和Y轴,分别进行相应的定标,并进行径向移动实验。
 
 
 
由图 3.8 所示,接收线圈首先沿着 X 轴径向移动,这里选择每 15mm 为一
个步长,发射线圈都是位置不变的。同理,三个线圈系统沿 Y 轴的偏移如下图
3.9 所示,
 
图 3.9 螺旋线圈沿 Y 轴径向移动示意图
 
再沿用上文的方法,将上述多个系统利用仿真软件 HFSS 和 Designer 进行
联合仿真。这里以双D线圈为例,径向偏移实验如下图3.10所示。
 
 
 
 
图 3.10 双 D 线圈系统沿 X 和 Y 轴径向移动联合仿真
 
上图是双D线圈系统沿X和Y轴径向移动HFSS和Designer联合仿真示意 图,前三个①②③是接收线圈沿着X轴方向径向偏移的仿真,后三个④⑤⑥是 接收线圈沿着 Y 轴移动的仿真,由于他们的仿真环境相同,都是 9 到 17MHz 的频率,步长 0.07MHz 进行扫频,就可以得到每一个频率点的 S21 值。通过上 述方法,可将平面线圈系统和折形线圈系统分别仿真。其后将各个系统沿着 X 轴和Y轴方向的谐振频率点位的S21值全部取出,可得下图3.11,
 
(a)接收线圈沿X轴位移仿真值 (b)接收线圈沿Y轴位移仿真值
图 3.11 三种系统径向位移仿真 S21 值
 
由上图可以看出,就总体而言,当接收线圈在每个系统中产生偏移时,每 个系统总体的效率都是会不断减小的,减小的曲率略有不同,这样就也能对比 出传输效率的能力了。其中,传统线圈沿X轴和Y轴的传输效率变化较为明显, 即在 Y 轴偏移时会有一个断崖式效率降低,其后相对均匀的下降,其现象可能 由于偏移之后两线圈严重失准造成效率下降,可有两点解释,第一,线圈匝数 是由X轴开始旋转的,因此两个线圈在X轴附近的相对线径都长一些,线多以 后,流过的电流自然更多,磁效应相对更强。第二,两个线圈的激励全都设置 在了 X轴,使得X轴又多了两跟导线,使得电磁感应进一步增强了,所以,本 文设置沿Y轴移动,能全面体现线圈的性能特点。
其次,双 D 线圈所在系统在整个径向偏移过程中,每一个谐振频率点的 S21值都是最高的,且在沿X轴偏移45mm的位置,S21值为-2.3272,在沿Y 轴偏移 42mm 的位置, S21 值也只下降到了-2.3488,换算成效率都在 58%以上, 并且其下降曲率相对缓慢,说明不论沿着 X、Y、Z 哪个方向,双 D 线圈所在 系统的稳定性是最强的,一定程度上实现了位置无关性。
3.3整体电路仿真实验
为了搭建完整的无线传能系统,必须将上述线圈放入电路中方能发挥作用。 本节可根据第二章中图 2.2 的电路模型,先尝使用射频微波领域最常使用的 Automation Device Specification (ADS)软件对整个电路拓扑进行模拟仿真。女口 下图 3.12所示,
 
 
由图 3.12 可以看出,整个电路系统的电源为一个高频的交流源,电容 C3、
C4和变压器共同构成了系统的谐振匹配电路,其中,变压器的匝数T为1,表 示此时发射线圈和接收线圈当前的匝数比是相同的,Rt和Rr非别是发射电路和 接收电路的电路损耗, RL 为负载,在电路中引入互感 M 可使整个电路计算简 单,因此上述电路化为T型等效电路。
以下是用ADS将上述原理电路用T型等效网络进行了等效,并赋予了相关 参数。相关电路搭建如图 3.13所示。
 
图 3.13 MCR-WPT 系统 T 形等效电路
 
根据图 3.13 可知,整个无线传能系统由以上部分组成。首先,在整个系统 中,本文需要一个交流信号源对整个电路进行供电处理,上图考虑到在实际电 路中,高频电压的获取由于会受到安全,损耗等多方面考虑而诸多限制,例如, 假如一个直流源给考毕兹振荡电路供电,虽然可以获得高频率输出电压,但功 率却相对较低,而半桥和全桥逆变电路提高输出电压频率后,会加大电路损耗, 从而影响整体的效率。这里综合了上述情况,选择了 100kHz 的频率电压进行 电路模拟仿真实验, 0V 到 20V 作为起始和最大峰值进行仿真。
之后就是匹配部分,这里选用发射线圈和接收线圈的等效电感都是10卩H, 内阻设置为了 0.1 Q,作为电路仿真模型。当T型等效以后,可以模拟出互感的 电感值,这里选取根据第二章节的互感计算结果作为参考,选取了 5卩H作为了 互感值进行仿真。所以根据模拟频率和模拟电感量,就可计算得出其在谐振状
态下相应的电容值,此处计算所得 2.8nF 当做谐振匹配电容。同时,出于考虑 的周全型,本节将线损也计算在内,就是电路中的Rt和Rr,这里全都设置为了 1欧姆。另外负载设置为了 50Ohm的电阻。
最后,在电路前后两端,分别接入了 I_Probe1和I_Probe2两个电流探针, 用于实时检测流过匹配电路的电流,同时,在电源端加了测试点s,负载端加 了测试点load,可用于实时检测两个位置的电压值。
元器件参数设置好之后,设置仿真时间为60us,其中每隔时间步长为1ns 取一次数,进行瞬态仿真,就可以获得在这段时间内的输入电压s,、输出电压 var (“load”)、输入电流I_Probe1.i和输出电流I_Probe2.i等仿真后数值,再将 他们用编辑公式 Eqn 功能相乘起来,就可以得到 0—60us 这段时间中,输入功 率Pin和输出功率Pout的取值。其结果如图3.14所示:
 
time, usee
Pin=s*l_Probe1.i
Pout=var("load")*l_Probe2.i
图 3.14 MCR-WPT 系统电路仿真结果
上图是由原时间长度60us拉大到10US的展现效果,其中,红色波形是Pin, 蓝色波形是Pout,从图中可以看出,在大约3.5us后,波形开始趋于稳定。其中 红色最大值为12.13W,蓝色波形最大值为6.89W,他们都除以根号二,就可以 算出各自的有效值分别是&59W和4.87W。经过计算,上述这套系统的无线电 能传输效率大约为 57%,仿真结果对后文的实物搭建有指导作用。
3.4本章小结
本章以材料、大小均相同的传统平面线圈,折形线圈和蝶形双D线圈三种 发射线圈为基础,分别构建了三种无线电能传输系统并进行了仿真设计实验设 计,搭建了三维坐标系,使接收线圈从同一位置沿X轴,Y轴和Z轴三个方向 移动,并获得相应的 S21 值,得到了相应实验结果。最后对完整的 MCR-WPT 电路拓扑进行了介绍,并用ADS进行了有效仿真,为后续的实物实验搭建提供 了参考依据。
第四章 硬件电路系统设计
4.1引言
为了进一步验证传统平面线圈,折形线圈和蝶形双 D 线圈的传输特性,本 章将基于前三章的理论分析和仿真实验,对相关 MCR-WPT 硬件实物系统进行 设计,为后文实验奠定基础。
4.2逆变电路拓扑选择分析
由图 3.12 可知,高频逆变电压是整个无线电能传输系统的供电来源,但在 实验室中,常用的是直流稳压电源。所以,将直流源转化为高频交流电的逆变 电路是整个硬件电路中十分重要的一个环节,因为市电的工频交流电频率低, 只有 50Hz 左右,但是通常无线电能传输的基本频率都在 kHz 以上,所以不能 直接把它们作为整个电路系统的交流源,故需要考虑逆变放大电路,将直流电 逆变为高频交流电,为后续谐振电路匹配做准备,以下介绍几种备选方案。
4.2.1考毕兹振荡电路
考毕兹(Colpitts)振荡电路又称电容三点式振荡电路,电容反馈式振荡电 路,如图4.1所示,
■O +Vcc
Rb1
 
 
 
 
图 4.1 考毕兹振荡电路
上图可以看到,+Vcc是一个输入的直流电压源,而Rb1、Rb2、Rc、Re、Ce 和NPN型三极管则够成了课本上常见典型的静态工作点稳定电路,Ce为旁路电 容,用来滤除杂波,Cb和Cc一般也偏大,形成阻容耦合。该振荡器的优点是输 出波形好,抗干扰能力强,易于匹配出较高的工作频率,根据电路拓扑交流等 效后计算可得到其相应谐振频率f可由公式(4.1)表示为
4.1)
由上述公式可以看出,电路的谐振频率是由电容C1、C2和电感L共同决定 的,但当改变 C1 或 C2 的容值来改变谐振频率时,反馈系数也会随之发生改变, 这就容易使电路不起振,所以谐振频率不宜调节是这个电路一大弊病。并且上 兆赫兹的频率对器件的损耗也极大,容易使整个系统效率变低,所以现在使用 这个拓扑作为研究的研究者已经相对较少了。
4.2.2半桥式逆变电路
半桥式逆变电路是在电子逆变拓扑中常见的电路之一,它是由两个开关管 串流组成,通过上下两个开关管的各自开断来决定输出的电压,具体电路模型 女图 4.2所示。
 
 
 
C1
C2丰
GND・I——1-
图4.2 半桥式逆变电路
在上图中,取电容C1=C2,则当Q1、Q2两个N沟道增强型MOS管在驱动 电路的作用下相继导通时,由电容Ct和电感L构成的匹配电路两端就会出现不 断出现正副1 /2Vcc电压,当开关管频率和匹配谐振电路频率一致时,达到电压 最大值,故此种逆变器也称之为电压型逆变器。
 
4.2.3H 桥逆变电路
H 桥逆变电路又称全桥逆变电路,上一节我们已知半桥电路模型,当把图
4.2中的Ci和C2替换成两个新开关MOS管时,可得到全桥逆变电路基本模型, 如图 4.3 所示。
 
GND
图 4.3 全桥逆变电路
由上图可以看到, H 桥电路主要是有 4 个开关管构成的,控制方法一般是 用两路互补的PWM波分别控制Q2、Q3同时导通,Qi和Q4同时导通,为了避 免上下两个管子同时导通,应当相应的设置死区时间,与半桥一样,全桥的开 关管电压应力也必须高于电源电压,然后当电路工作时,流过匹配电路两端的 电压就是完整的电压Vcc,所以当半桥和全桥的开关管流经的电流相同时,全 桥变压原边匹配谐振电路的功率P为流经的电流I和电压U的乘积,所以电源 也相同的情况下,全桥功率就是半桥的两倍。Ci是电源和地之间的稳压电容, L和Ct是匹配电路。上述三种电路的特性对比可以用下一页的表4.1进行总结。
综上所述,以上三种逆变电路都有各自的特点,他们所决定的谐振频率是 整个电路中最重要的一个环节,理论上,工作频率越高,系统的传输距离和传 输功率越大,所以工作频率的大小会影响传输距离和功率传输能力,但实际操 作过程中,需要考虑实际器件的承受能力各种损耗,器件性能、磁性材料、成 本等因素,所以工作频率受开关电源频率的影响,一般不超过 i00kHz 为宜, 而考毕兹电路工作频率过高,且输出功率较低,全桥逆变电路是相对大功率且 稳定的电路,于是本文将选择其作为主要逆变方案。
 
表 4.1 三种逆变器性能比较
名称 Colpitts 电路 半桥电路 H桥电路
开关管数量 1 1 2
原边电压 <VCC VCC/2 VCC
开关输入电流 <IIN IIN IIN
原边功率 < VCC ・ Iin (VCC • Iin) /2 VCC ・ Iin
频率范围 1-10MHz 1-100KHz 1-100KHz
 
4.3发射端实验系统设计
4.3.1电源选型
一般情况下,我国的工频交流电(AC) 一般是频率为50Hz,有效值为 220V 的交流电,所以其电压对于本实验平台要求已经足够,但电压频率却远低 于实验要求(本实验设定需求为100KHz的频率)。因此,为了获得高频率大电 流的电压,本文使用实验室的型号为固纬 PSM-3004 可编程线性直流电源供电, 女下图 4.4所示。
 
图4.4固纬PSM-3004可编程线性直流电源
 
其电压范围在0到15伏特输出档时,最大电流限流为0到7安,可达到本 文所需电流范围。
之后,将该直流源通过导线和插头分两路连接到全桥电路板上,为后续电 路提供总功率电源使用,其在使用过程中会显示实时电压和电流,两者相乘之 后的当下功率大小,可为后续效率的计算提供便利。
4.3.2全桥逆变放大电路设计
要想获得理想的高频交流电,逆变放大电路是发射端电路系统中最重要的 一环。其原理示意图已经在上一节详细介绍过,接下来本章使用了原 Protel 软 件开发商 Altium 公司推出的一体化的电子产品开发系统 AD(Altium Designer) 软件对该电路进行一个详尽的PCB设计。
首先,该电路的AD原理图如图4.5所示。
 
图 4.5 全桥逆变放大电路原理图
由上图可知,整个全桥逆变放大电路可划分为电源输入部分,PWM发射电 路部分,驱动放大电路部分还有与发射线圈匹配的部分。
(1)电源部分 此图的左上角是电源输入部分,在这里本文设置了两个直流输入源,一个 是信号源Vcore, 一个是功率源Vmos,信号源主要是给单片机等功耗相对较小的 器件供电,而功率源则是直接接到了 MOS 管的栅极,为后续放大的控制信号 以及连接匹配电路产生的较大电流做准备,因此为了更好的提升板子性能,采 用两路供电的方式。因此,Vcore接了一个国产芯片AMS1117-3.3V稳压芯片, 此芯片的最高输入耐压是12V,因此一般给予10V左右即可,输出端即为3.3V。 同时还有一大一小两个数量级的去偶电容,可分别滤除高频和低频杂波,稳定 芯片两端的输入和输出电压,为STM32单片机提供稳定的输入电压创造了条件。
(2)PWM发射电路
图4.1左下部分就是PWM发射电路,所使用的控制芯片是由意法半导体有 限公司生产的STM32F103C8T6单片机,其规定使用3.3V供电,同时本文为了 提高精准程度,使用了一个 8MHz 的外部晶振进行对单片机进行时钟校准,再 经过芯片内部倍频之后,实现了定时器时钟为72MHz的时钟频率。因此要想获 得谐振状态下的频率已达到驱动端,发射匹配电路和接收匹配电路同频共振的 效果,必须对单片机外设 PWM 子函数和主函数用 C 语言进行编程,其中相关 参数如下表4.2所示:
表4.2 软件配置参数表
软件设置参数 数值
预分频系数 0
自动重新装载值 720
捕获比较值 360
死区时间 20
输出PWM频率 100kHz
 
由上表可知,由于单片机是以2进制计数为基础的MCU,所以前4个参数 没有单位。因为预分频系数是 0,也就是不分频,自动重装载值为 720,所以频 率就可以计算得到是100KHz,捕获比较值为360,所以每一路PWM波的占空 比为百分之五十。同时,这里使用的是STM32中的高级定时器TIM1,因此可 以另外设置一路互补的 PWM 进行反向输出,并且还可以通过死区函数来设置 死区以免上下两个桥臂同时导通,从而影响整个实验效果,这里设置的是 20。 主程序流程图如下图 4.6所示:
开始
r
系统初始化
r
频率和占 空比配置
 
 
 
重新计数
图 4.6 PWM 输出流程图
 
通过上述程序流程图,可以控制单片机时刻输出两路互补带死区的 PWM 波,为后续电路提供所需控制信号。
(3)信号驱动放大电路
上述过程中,由单片机输出的 PWM 信号的最大电压应该为单片机的输入 电压3.3V,不足以开启MOS管进行工作,(MOS管的完全开启电压10V以上。) 因此需要驱动芯片将控制信号进行放大,本文使用的是 IR2106 驱动芯片,通过 查芯片手册可知,此芯片可以将两路输入的信号进行电压放大,一路低电压 LO 接近于此芯片供电输入电压,一路H0,因为芯片内部自身有一个升压电路, 从而有一个自举功能,使得H0的输出电压波形高电平比输入电压高10伏特, 此设计也正好符合上下两个 MOS 管因基准电压不同导致的开启电压不一致的 情况。
通过原理图可知,本文设置的Vcore电压为10V,不仅通过降压芯片给单 片机供电,还给IR2106进行了供电,所以当给板子上电以后,可以用万用表测 得两个引脚电压。低驱L0是10V,而高驱H0是20V。可用于后续MOS的门 电压开启。
驱动电路后半部分是由4个国产型号为IRF540NS的N沟道增强型MOS管 搭建起来的。芯片部分参数如下表 4.3 所示。其芯片手册显示,漏极 D 和源极 S之间的电压Vds最大可承受100伏特的压差。而栅极G和源极之间的栅源电 压Vgs在4V开启,再由时间-电压曲线可知,10V左右可以完全开启,保证源
 
漏极电流可以最大限度输出,因此,上述整个驱动放大电路已完成具备条件。
表4.3所需芯片部分参数
参数 数值
IR2106 输入电压 10V
驱动芯片 高驱电压HO 20V
低驱电压LO 10V
IRF540NS 漏源最高耐压 100V
MOS 芯片 栅源开启电压 >4V
最大导通电流 33A
 
( 4 )匹配补偿电路
匹配补偿电路是由线圈和安规电容在本文设置的 100kHz 频率下谐振计算 得到的,选取安规电容作为匹配的用料主要是考虑其等效串联电阻低,并且能 承受很大电压的特点考量的。因此整个板子通过PCB布局布线,投往嘉立创打 板,并进行一系列的焊接、调试等工作,最终获得如下图 4.7成品板。
 
图 4.7 全桥逆变放大电路成品板
 
4.3.3发射线圈设计
由第二章介绍所知,蝶形双 D 发射线圈是由两个半圆形平面线圈构成,并 有一定的开合角度。为了达到设计要求,本文采用了两个相同的20cm*20cm的 透明亚克力板对线圈进行依托,用两个透明活页夹将两个板子拼接在一起,使 之可以随意翻折,如下图 4.8所示。
 
 
(a)蝶形双D线圈 (b)线圈设计材料
图4.8蝶形双D发射线圈
在上图中,线圈是由线径为 3mm 的 300 股独立的线合成利兹线,每股 0.1mm,通过502强力电胶粘连绕制而成的,因此整个线圈只有一个回路,并 通过测量可知,其外径为13cm,内径为9.5cm,如上图b所示。通过人为设定 绕制方向,可以使得当绿色插头流入电流后,左右两边线圈的电流流向都是沿 着顺时针方向,通过第二章介绍的右手安培定则可知,两边的磁场方向都是朝 向外侧的,有利于接收线圈接收能量。
要想获得最佳匹配效果,必须使得发射源,发射线圈和匹配电容的谐振频 率为相同的频率即共振状态,才能最大限度的传输电力能量。为了测试所缠绕 的线圈的电感量,这里选择用台湾固伟 GWinstek 品牌旗下的产品型号为 LCR- 8101G 的元件参数测试仪,对线圈电感和内阻参数进行测量,具体做法是,引 出线圈两端的线头,用夹子夹在线圈电感的两端,进行测试。就如下图 4.9 所 示,
 
 
 
由上图可以看出, 此双 D 线圈, 在频率为 100kHz 的时候, 等价于
28.601yH的电感,其内阻为129.34毫欧,可见其内阻值很小。根据谐振频率和 电感值,带入公式(2.6)计算,就可以得到所需要的匹配电容值为88.66nF。
接下来就是选择电容匹配的过程。由于电容本身的理化性质不同,其在常 态下,也就是正常耐压,低频率的环境中,其上的标定容值在电路中一般是不 变的。但在高频作用下,其值会产生很大的变化且存在很大差异。所以需要利 用上图所示电桥对所需电容进行一一测量,并做并联电容相加的处理。最终, 选择了两个33uF的安规电容并联在一起,经过测量,最接近上述所需电容值, 约等于88nF,并进行后续实验。
同理,传统平面线圈和折形线圈如下图 4.10所示。
 
图 4.10 传统平面线圈和折形线圈
 
上图是平面线圈和折形线圈实物图,经过测量,平面线圈的电感量是 17.7卩H,所以所需匹配的电容是143nF,折形线圈的电感量是18.5阳,所匹配 的电容是137nF。
4.4接收端实验系统设计
4.4.1 接收匹配电路
本文的无线电能传输接收匹配网络如下图 4.11 所示:
 
 
从上图 4.11 可以看到,接收线圈是高度为宽度为 11cm 的螺线管。是由内 部 300 股,每股 0.1mm 的利兹线绕制而成的。线的两头引出,并用可承受 10A 电流的开口牛鼻接头进行按压连接,并连到匹配电路板上。由于工作环境不变, 接收端如果能顺利接收到能量,也会产生 100KHz 频率的电压和电流,所以匹 配的相应电容必须用电桥去进行计算匹配,这里的线圈电感值为20.36yH,所 以所配的电容值大约为125nF。同时后面两个导线引出后可接负载,为后续电 路做准备。
4.4.2 整流滤波电路及其负载
整流滤波电路及其负载示意图如下图 4.12所示:
 
上图中,左边是线圈接入口,然后会通过 C1、C2、C3、C4、C5 都是为匹
配补偿电容做准备的位置,再就是由四个二极管组成的整流桥,这里本文选用 的是 MUR890 超高速回复二极管,其的主要材料是硅材料,能承受最大 900V 的耐压,其最大通过电流为8A,反向回复时间则是小于50ns,所以很适合在 此作为整流二极管使用。C6是整流桥的稳压电容,这里选择参数为470uF,耐 压值为 50V 的电解电容作为后续的稳压电容。最后三个端口准备接入负载,用 来验证电能传输效果。
4.5本章小结
本章介绍了具有接收位置无关性的 MCR-WPT 整体电路方案,包括发射端 部分的电源选型,全桥逆变放大电路设计,平面线圈,折形线圈和双 D 线圈的 制作和匹配过程。接收端线圈匹配电路以及整流滤波电路的设计,并分别作了 详细介绍,为后文系统平台的搭建和实验作了充分的准备。
第五章 实验结果分析与验证
5.1引言
本章结合前四章的内容,搭建一套完整的实验平台,并进行三种具有接收
位置无关性的MCR-WPT线圈系统实验平台对比实验,并进行结果分析。
5.2实验平台搭建和结果数据分析
5.2.1 实验平台搭建
具有接收位置无关性的MCR-WPT线圈系统实验平台如下图5.1所示,
 
 
上图中,从右往左进行介绍,首先是蓝色的全桥逆变放大电路,它是由两 个电源分别接入的,其详细配置已经在上一章介绍过。两个电源分别是是为单 片机和驱动芯片供电的信号电源,另一个是直接连接到 MOS 管漏极的为功率 源,所以会走大功率。具体工作数值如下图 5.2所示。
 
 
图 5.2 电源工作时的电压和电流
 
上图可看出,上边的电源因为用的是 CH2 通道,所以使用它作为信号电源, 因为它的最大限流是3A,不适合为功率电源供电,所以功率源选择了下面的电 源,其限流是7A。此时,信号电源输入是11V,电流是51mA。功率源电压是 12V,输出电流是3.422A,较大的输出电流说明谐振匹配较为成功,那么此时 功率电源的输出功率为41.064W。
上述两个电源分两路连接到全桥逆变放大电路中,探测发现由已经调试完 成的STM32单片机可以输出两路互补带死区的两路PWM波,如图5.3所示。
 
 
由上图可以看到,两个 PWM 波形是互补的,并且在两路波形的重叠处, 有一定的死区时间。最大电压由图中 Vtop 可知,不论哪路信号,此时都是 3.3V左右,而此单片机的输入电压为3.3V,说明板子中的线性降压电路调试完 好;同时,图中也测试得到了当下的波形频率为100.008kHz,说明程序调频率 正确。
32 单片机输出之后是驱动电路,当整个系统正常工作时,此时的驱动电压 波形如图 5.4所示,
 
由上图可以看出,C1通道为高驱H0的波形,C2通道为低驱LO的波形, 当系统工作时,低驱 LO 的电压维持与电源电压不变,图下端测出此时为 11.907V,而高驱H0的电压由于芯片的自举作用,此时最大电压为22.491V, 完成了自举功能,保证了后续全桥中的所有MOS管的正常开启和关断。
驱动电路后面连接的就是H桥和匹配电路。此时为双D发射线圈,通过电 压表笔和电流卡钳,可以测试线圈两端的电压和电流情况。此时本文将测试电 压的表笔调成了 X10档位,电流档位调成了 0.1V/A,可以测得匹配电容两端的 如下波形,如图5.5所示,
 
 
 
上图中, C1 测试的是电容两端的电压,而 C2 连接的是电流卡钳,此时的 电压最大值Vtop为24.206V,而表笔为X 10档,也就是说,通过逆变后的得到 电压约为240V; C2最大的电压为0.735V,按照档位换算,此时的电流为 7.35A,电压和电流相对较大,说明匹配的效果相对理想。
当蝶形双D线圈系统实验完成后,可将发射线圈更换图4.10的平面线圈和 折形线圈继续做实验。通过谐振,将能量耦合到接收线圈和其相应的匹配电路, 再由整流电路和负载接收电能。为了突出效果,此时负载使用两个电风扇接在 了后面。以上器件的相关参数已在前几章均以详细介绍,为了方便查询,现汇 总为表 5.1。
表 5.1 实验相关参数汇总表
元件名称 数值 元件名称 数值
信号电源 11V 功率电源 12V
PWM波谐振频率 100kHz 负载电阻 约6Q
平面线圈电感 17.7叩 平面匹配电容 143nF
折形线圈电感 18.5叩 折形匹配电容 137nF
双D线圈电感 2&6叩 双D匹配电容 88.66nF
5.2.2 实验过程和结果分析
 
首先是折形线圈和蝶形双 D 线圈有关张合角度的问题,在第二章可知,折 形线圈和双D线圈都有一个角度a并通过仿真得到了 a为90度的时候为相对 最优解,以下将通过系统平台搭建进行验证,如图 5.6所示,
 
 
 
 
a) 折形线圈 90/120/150度开合角度实验
 
 
(b)双D线圈90/120/150度开合角度实验
图 5.6 线圈开合角度实验
在图 5.6 中,接收线圈的位置是固定不变的,距离发射线圈的中间距离都 是13cm,然后通过开合角度,分别取折形线圈和双D线圈为90度,120度, 150 度三个角度进行实验,通过电流卡钳和测试电压的表笔,可以得到输出端 线圈的电压和电流,进而可以得到输出功率的大小。如下图 5.7所示,
—折形线圈 f一双D线圈-
 
j、
1
 
 
90 100 110 120 130 140 150
张合角度(° >
 
图 5.7 线圈开合角度输出功率
 
由上图可知,随着开合角度的变大,输出功率越来越小。由可从图 5.2 知, 输入功率约为41W,将输出功率与其相比,就可以得到电能传输效率大小,各 角度的传输效率如下图 5.8 所示,
 
100 110 120 130 140 150
张合角度<°)
图5.8 线圈开合角度传输效率
由上图可以分析得到,当两个发射线圈的角度从 90度变化到 150度的过程 中,传输功率和传输效率都是下降的,并且在 90度的时候,传输功率和效率最 大,这与第二章对线圈优化的仿真结果相吻合。
接下来,使发射线圈位置不变,改换平面线圈,折形线圈和双 D 线圈,做 对接收线圈位置偏移的实验。与仿真过程一样,先以轴向移动开始进行实验, 即接收线圈的中心距离相距每个发射线圈中心距离 10cm 为原点,搭建三维坐 标,沿XYZ三个轴方向进行轴向和径向移动实验,示意图如下图5.9所示,
 
 
 
上图中,接收线圈向图中左边移动,视为Z轴移动,向上移动视为Y轴移 动,沿着图向平面外移动视为向 X 轴移动。当其在三个系统中从同一个位置沿
Z轴移动时,相关波形图如下,
 
 
 
由图 5.10 可以看出,传统平面线圈所在系统,其电压波形最大值为 9.36V, 电流值与电压值是1:1的档位,所以是0.509A,所以有效电压值和电流值,都 需要除以根号2,其输出功率为有效电压和电流的乘积,得2.34w。同理,图中 折形线圈的电压最大值为11.85V,电流为0.646A,功率为3.8W。双D线圈的 波形中,因为电压过大,所以使用的示波器表笔是X 10档位。以实际电压为 30.87V,电流为1.31A,所以输出功率是20W。图中能看到,他们的频率都是 100kHz 左右,说明匹配效果相对理想,数据较为可靠。再结合图 5.2,此时的 输出功率约为41W,所以可以算出此时各个系统的效率,平面线圈系统为5.7%, 折形线圈的效率为9.2%,双D线圈的效率为48.7%。
用以上实验方法做接收线圈沿X轴和Y轴径向偏移实验,将各自的输出功 率和系统的传输效率汇总起来,实验结果如下图 5.11 所示。
 
 
 
(c) Z轴轴向位移输岀功率和效率
图 5.11 接收线圈偏移实验功率和效率
由图 5.11 可以看出,随着接收线圈沿 X、Y、Z 轴方向移动,系统的功率 都会相对减小,进而引起效率的降低;从线圈结构而言,蝶形双 D 线圈的整体 功率和效率优于其他两个线圈,折形线圈的功率和效率次之,平面线圈最差。 为了更清晰的分析偏移效果,可将上述功率的偏移波动量进行计算总结如表 5.2 所示,
表 5.2 功率最大偏移波动量
发射线圈结构
接收线圈偏移方向 传统平面 折形线圈 双D线圈
X轴 47% 32% 11%
Y轴 78% 42% 38%
Z轴 57% 52% 49%
 
上述表格是每个线圈系统,沿不同方向的功率[(最大值-最小值)/最大值 X100%]得到的最大偏移波动量百分比。因此,当波动量越小,说明系统越稳 定,抗偏移能力更强。上表可以看出,不论沿 X、Y、Z 轴哪个方向,双 D 线 圈的波动量都是最小的,所以此系统最稳定;并且,对于Y轴和Z轴而言,折 形线圈的数据接近双 D 线圈,但都比平面线圈的功率损耗要小,这也说明改进 的折形线圈相对平面线圈功能也有显著提高;整个表中,沿X轴方向的双D线 圈的数值最小,说明双D线圈在X轴方向的抗偏移效果最好,一定程度上实现 了位置无关性。
总结可得如下结论:由传统平面线圈改进得到的折形线圈和蝶形双 D 线圈, 在张合角为 90 度时,功能最强,传输效果最好;且在实际电路有实际电路损耗 的前提下,在接收线圈沿着X、Y轴径向偏移,沿着Z轴轴向偏移过程中,接 收线圈和发射线圈中心距离为 10cm 且无径向偏移时,蝶形双 D 发射线圈系统 的电能传输的输出功率达到了 20W,效率达到了 48.7%,与仿真结果基本保持 一致,符合预期。从而验证了改进的蝶形双 D 线圈有抗偏移特性强,电能传输 效率高的特点,达到了本文实验的目的。
5.3本章小结
本章以前四章为基础,搭建了平面线圈,折形线圈和双 D 线圈三个 MCR- WPT 系统实验平台,在实物中建立了三维坐标方程,在保证谐振频率 100kHz 不变的情况下,设计了折形线圈和双 D 线圈有关开合角度的实验用以验证第二 章的优化仿真结果。之后进行了 X、 Y 轴径向, Z 轴轴向三个方向的接收线圈 位置偏移实物实验,得出了相应实验结果,并对结果做出了分析,发现仿真结 果和实验结果基本保持一致,证明了理论分析和实验研究的正确性。
第六章 总结与展望
6.1 总结
本文从实用性的角度,针对当下常见的磁耦合谐振式无线电能传输系统中, 传统系统的发射线圈和接收线圈错位失准导致传输效率低下,以及全向发射系 统传输电能效率低下等问题,设计了三套具有接收位置无关性的 MCR-WPT 系 统。并进行仿真和实物实验对比分析。主要工作介绍如下:
(1) 首先介绍了课题研究背景和意义,接着根据无线传能的研究分支介绍, 引出了当下国内外的研究现状,并对当下产生的问题提出了本文的设计需求和 改进的方向。
(2) 线圈制备。通过对 MCR-WPT 的原理和结构的分析,确定了对传统 平面发射线圈进行改进的方案,分别设计了折形线圈和蝶形双 D 线圈系统,并 通过ANSYS HFSS和Designer仿真软件联合仿真的方法,优化了线圈的相关参 数,为后文仿真和实物的对比试验做了充分的准备。
(3) 仿真实验设计。当上述三种线圈参数优化好之后,开始设计仿真方法。 首先通过科学计算确定了发射线圈的位置,接着使发射位置不变,接收线圈从 起点处沿着 X 轴 Y 轴径向移动,沿着 Z 轴轴向移动,通过仿真后所得的增益 S21 值,判断线圈效率大小,并记录相关结果。
(4) 硬件实验与结果分析。通过对无线传能电路系统的剖析和 ADS 实验 电路模拟仿真,确定了硬件实验方案,通过对逆变拓扑的选型和器件选型,成 功制作了全桥逆变放大电路,发射和接收匹配电路,接收整流滤波电路和负载 等。并用利兹线绕制了平面发射线圈,折形线圈和蝶形双 D 线圈,同时搭建了 这三个实验系统平台。最后借取仿真实验方法,验证了改进线圈角度优化的正 确性。并模拟X、Y、Z轴三个方向分别做接收线圈轴向与径向位置偏移实验, 并得到对应结果,与仿真结果进行对比分析。最后发现,三个系统中,双 D 线 圈最稳定,一定程度上实现了系统无关性。且在张合角为 90度时,折形线圈和 双 D 线圈的功能最强,传输效果最好;且在做实物偏移实验中, Z 轴轴向偏移 过程中,距离为 10cm 且无径向偏移时,蝶形双 D 发射线圈系统的电能传输的 输出功率达到了 20W,效率达到了 48.7%,仿真结果和实验结果基本保持一致, 符合预期,证明了理论分析,实验和仿真结果的正确性。
6.2展望
本文对无线电能传输过程中,接收位置无关等相关方向搭建了不同系统, 得到了一些结论,但由于实验室条件和课题研究时间限制,任有许多问题可以 进一步分析与探究:
(1)本文在设计仿真和实物线圈位置移动实验的时候,由于时间限制,只 研究了经典的接收线圈沿X轴、Y轴和Z轴三个方向进行移动,没有对三维空 间中其他位置进行大量重复实验,只是由理论推导了其他位置的大体情况,如 果有时间应该做更多数据进行验证,效果会更好。
(2)在制备硬件电路系统的过程中,由于实验室条件限制,无法精准把控 各模块电路中的具体损耗情况,这将会对实验精度造成影响。同时,所制作的 线圈也不能像仿真时那样,对电感量精准把控,所以也会使实际测量值和理论 计算值有所偏差。
(3)本文只改进了发射线圈,如果继续改进接收线圈,可使得效率进一步 提高。
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