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光伏并网发电系统的谐波检测与抑制硏究

发布时间:2022-11-22 10:59
第一章绪论 1
1.1选题背景及意义 1
1.2国内外研究现状 2
1.3本文主要的研究内容 4
第二章光伏发电单元控制及仿真分析 6
2.1光伏并网发电系统分析 6
2.2光伏电池特性分析 6
2.3最大功率点控制算法分析研究 12
2.4本章小结 16
第三章光伏并网发电系统的谐波检测方法研究 17
3.1三相电路瞬时无功功率理论 17
3.2基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法分析 21
3.3改进的d — q谐波检测法 24
3.4改进的d — q谐波检测法仿真分析 25
3.5本章小结 28
第四章光伏并网发电系统的谐波抑制技术方案及控制策略 29
4.1有源电力滤波器运行分析 29
4.2光伏并网发电系统的谐波抑制技术方案 30
4.3光伏并网系统的控制策略研究 31
4.4本章小结 40
第五章系统仿真分析研究 41
5.1仿真模型的建立及电路参数设计 41
5.2单独光伏并网 42
5.3单独谐波抑制 43
5.4具有谐波抑制功能的光伏并网发电系统 45
5.5本章小结 47
第六章 结论与展望 48
参考文献 49
致谢 52
个人简介 53
in
第一章绪论
1.1选题背景及意义
自工业革命后,不可再生能源的使用量在不停地增长,其中化石燃料作为不可再生能源的主 要部分,也正在被人们过度地消耗着。近三十年来,化石燃料的过度使用己经导致了两个严重的 问题,第一个问题是关于化石燃料资源的不足与安全性问题。第二个问题是气候变化问题。因为 化石燃料的燃烧会导致空气中的二氧化碳、甲烷等温室气体浓度升高,引起全球气候的变化。为 了解决能源短缺、安全性和环境污染等问题,新能源已经成为各国研究的热点叭 其中,太阳能 具有资源丰富、分布广泛、清洁无污染等独特的优点,是当今世界上最有发展前景的新能源之一, 因此大规模光伏发电成为了人们主要的研究对象。
截至到2021年,我国新增光伏并网发电装机容量约5300万千瓦,连续9年保持全球第一。 截至2021年年底,光伏并网发电总装机容量达到3.06亿千瓦,突破3亿千瓦大关,约相当于13 个三峡电站的装机容量,连续7年稳居全球首位。我国“十四五”规划的开局阶段,光伏发电建 设实现新突破,分布式光伏发电成为新亮点。然而,由于光伏并网发电的总装机容量的增长,对 电网的影响也越来越大。对于装机容量较小的光伏并网发电系统,只要其电能质量、波形畸变程 度、功率因数等指标都在一定的范围之内,那么在并入电网时,对电网的影响不大⑵。但是,在 光伏并网发电系统规模达到一定规模后,由于光照强度、周围环境温度等因素的变化,会对电网 的稳定运行造成很大的影响。因此,要把光伏并网发电系统安全地并入电网,就必须解决它所带 来的谐波污染问题。当前,光伏并网发电系统中使用的逆变器、大量的非线性器件以及在PCC (公 共连接点,电力系统中一个以上用户负荷连接处)的非线性负载是造成系统产生谐波的重要因素
谐波造成的危害主要有:(1)谐波会损耗电力系统中的元件,降低系统的工作能力,同时, 由于谐波的存在,会引起电力系统的线路损耗,导致电力线路过热,从而引发火灾。(2)谐波会 引起电网产生局部共振,使谐波放大,从而引起电网的重大事故。(3)谐波会导致继电保护和自 动装置产生误动作,从而使测量仪器出现混乱、计量不精确等问题。(4)谐波会造成通信系统无 法正常工作,通信质量下降,导致通信信息的丢失。因此,光伏并网系统必须建立严格的并网规 则,在符合并网条件的前提下,再将光伏系统并入电网进行外部供电⑷,根据国家光伏系统并网 技术要求(GB/T 19939-2005),光伏并网发电系统的输出应有较低的电流畸变,以确保不会对连 接到电网的其它设备造成不量影响,总谐波电流不能超过逆变器额定输出的5%,也就是并网电 流的总谐波失真(THD)需要保持在5%以下。
谐波是现在光伏并网发电系统主要解决的问题之一,所以对谐波进行快速、准确地检测和有 效的抑制,消除并网中的谐波,提高输送电能质量,才能够维持电力系统稳定高效的工作⑸。因 此,针对谐波的检测方法和抑制技术进行研究,对电力系统的安全运行,改善供电质量有着重要 的作用。
1.2国内外研究现状
1.2.1光伏发电系统研究现状
目前,光伏发电系统因其工作状态的不同,一般分为两大类,即并网型和离网型。离网型光 伏发电又叫独立型光伏发电,它的逆变器输出端没有连接到电网,而是直接向负荷提供电力【6】。 离网型具有蓄电池组,可以用来储存能量,它多用于边远地区。因为离网型光电系统所包含的蓄 电池损耗大、维护频繁,因而会造成系统的造价偏高,使用寿命较短。
本文主要的研究对象为并网型光伏发电系统,其逆变器的输出端与电网相连接。在太阳照射 下,逆变器将光伏阵列所产生的直流电逆变成正弦交流电,直接提供给交流负载,其余的电能被 输入到电网中,或将所有生成的电能都输入到电网Pl。在没有阳光时,此时,由电网进行供电, 光伏并网发电系统不参与到其中。由于光伏并网系统是直接将产生的电能提供给用户,或者直接 输送到电网中,因此不需要安装蓄电池之类的储能装置,可以充分利用光伏电池阵列的电能,减 小电能的损耗。但是,光伏并网系统只能在白天进行工作,具有一定的不稳定性。光伏并网系统 包括光伏阵列、直流变换器、逆变器等。由于光伏并网发电系统将电力直接输送到电网,相较于 离网型发电系统,在一定程度上能够减少建设成本,延长系统的使用寿命凶。
目前普遍应用的两种并网方式是:单级式并网和多级式并网。单级式并网是一种利用光伏电 池的串行方式,将其电压增大,再由逆变器将直流电转换成交流电送入电网。该系统结构简单, 成本低,效率高;但其缺点是:控制难度大,单一逆变器控制多个目标,会降低系统的稳定性企 单级式光伏并网发电系统结构如图1-1所示:
 
 
针对单级式光伏发电系统的缺点,许多学者对此进行了研究分析,研究出了另一种多级式光 伏并网系统。使得光伏并网发电系统得到了进一步完善。目前,最常见的结构是两级式光伏并网 发电系统,与单级式光伏并网发电系统相比,两级光伏并网发电系统在光伏电池与DC/AC逆变 器之间添加了 DC/DC变换器,只要控制前级DCZDC变换器的工作状态,就能实现最大功率跟 踪,使光伏阵列一直工作在最大功率点。而且还可以将谐波检测与抑制这两种功能应用到光伏并 网发电系统中,使得光伏并网系统更加完整,当存在非线性负载时,APF可以实现对谐波的抑制 [呵。尽管该系统的结构比较复杂,使用的设备也较多,但它的控制相对简单,并且运行更加平稳 两级式光伏并网发电系统结构如图1-2所示:
 
 
1.2.2光伏并网逆变器谐波检测方法研究现状
光伏并网发电系统中的谐波检测是治理谐波问题一个重要环节,能准确地检测出谐波的存在 是解决谐波问题的前提条件,为了解决这些问题,人们探索并研究了一些用于谐波检测的方法, 大致有以下几种:对并网发电系统的谐波检测是治理谐波的关键,因此,如何正确地检测出光伏 并网发电系统的谐波,是保证电网运行安全的前提。
(1)傅里叶变换谐波检测方法
采用这种方法对电网的谐波进行检测,首先要计算出被测到的电流和电压,再通过一定的计 算过程来获得谐波电流。该方法不仅具有较高的效率,而且不会对测量结果造成影响,特别是在 电力系统稳定运行时,具有良好的测量精度。然而,电力系统并非总是处于稳定状态,且经常会 出现暂态,因此,采用傅里叶变换进行谐波检测,会导致频谱泄露,检测精度下降。此外,这种 算法运算速度较慢,计算量较大,难以实现实时的谐波检测。因此,在实际应用中也有一定的局 限性⑴】。
(2)小波变换的谐波检测方法
基于小波变换的谐波检测技术是一种以傅里叶变换为基础的新型谐波检测技术。小波变换在 时域上表现出了较好的特点,可以有效地探测到信号的奇异性和暂态信号,而在目前电网时常岀 现暂态情况的环境下,小波分析技术在电力系统的谐波检测中得到了广泛的应用。但是,小波变 换在分析信号时,其高通和低通滤波器间存在着交叉现象,导致小波变换在谐波检测中容易产生 频率混叠等问题,从而影响到谐波检测的准确性〔⑵。
(3)神经网络的谐波检测方法
神经网络具有良好的适应性和拟合能力,只要能充分发挥神经网络的自适应学习特性,找到 适合电力系统的谐波检测技术,就可以为谐波检测提供一种新的途径。目前,国内外的学者对神 经网络在谐波检测中的应用还很浅显,仅限于理论和模拟方面,尚不能用于实际应用,处在初步 的研究阶段,存在着很多问题,技术上的应用也有待改进
(4)瞬时无功功率的谐波检测方法
赤木泰文于1983年首次提出三相线路瞬时无功理论,之后经许多学者对其进行了改进,并 将其应用于电网谐波检测。在光伏并网系统中,谐波含量由并网电流来体现,而基于瞬时无功理 论的谐波检测也主要针对并网电流,因此,在本文的谐波检测模块中,可以将其运用其中。目前, 瞬时无功功率谐波检测方法有p~q法、法以及d-g法。其中p-q法不能用于电网电压 
不对称或者畸变的系统中;ip -iq法与d-g法不仅可以在电网电压不对称时使用,而且还可以在 电网电压畸变的情况下使用[⑷。
1.2.3光伏并网逆变器谐波抑制技术研究现状
目前,对谐波进行抑制的方法有两种:一是控制谐波的发生,即通过对非线性器件进行控制, 以保证它不会发生谐波,或尽量减少谐波;第二种方法是对已有的谐波进行补偿,即安装一种谐 波补偿器,以抑制系统中的谐波卩現
(1)PWM谐波抑制技术,
脉冲宽度调制(PWM)技术,它的原理是根据等面积理论,通过对逆变器中的开关进行通断 控制,生成一组具有相同幅值和不同宽度的矩形脉冲,以取代正弦波,实现对输出电压的调整, 减少系统的谐波含量。PWM技术由于其受开关切换频率的制约,若开关切换频率过高,会导致 开关损耗增加。因而PWM技术更适合于低输出功率的场合。
(2)无源滤波器谐波抑制技术
当前国内外使用最广泛的是增加外设装置去抑制谐波,就是装设无源滤波器去滤除谐波,通 过把无源滤波器和系统的谐波源并在一起分析,对整次谐波进行抑制,从而达到消除谐波的目的。 然而,由于无源滤波器必须设定特定的参数,以实现对某一特定的谐波分量,故本方法在电压、 电流幅值变化大时,滤波效果不佳3】。
(3)有源电力滤波器(APF)谐波抑制技术
另外一种主要的谐波抑制技术是利用有源电力滤波器,它能够很好的对谐波进行抑制,使输 入到电网的电流不含有较多的谐波成分。其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流,然后通过 补偿器生成一个与之相等、极性相反的补偿电流,使得并网电流仅包含基波成分。该滤波器能够 跟踪并补偿具有不同频率和幅度的谐波,并且不受系统阻抗的影响,因此得到了广泛的关注。APF 概念早在六十、七十年代就已被提出,八十年代以后,随着大功率全控半导体器件的发展,PWM 技术的发展,以及基于瞬时无功功率理论的提出,使APF得到了快速的发展。
尽管国内对APF的理论研究已经有了一定的进展,但与国外的先进技术相比,我国的APF 在应用上还有很大的差距。目前,我国部分企业和高校在APF的理论研究上已走在全国前列,并 己有一定的成果【叭但是,我国的光伏并网技术起步较晚,起步较晚,直到二十一世纪,才有了 APF技术在光伏并网中的应用。APF作为一种有效抑制电力系统谐波的手段,成为了国内外研究 的热点。
1.3本文主要的研究内容
本文以光伏并网发电系统为平台,以系统谐波电流信号为研究对象,对光伏并网发电系统的 内部结构及工作原理进行了较为详尽的讨论。详细讨论了光伏并网发电系统的内部构造和工作原 理,并对其谐波检测模块进行了分析和完善。在传统光伏并网发电系统中构建了光伏发电和APF 相结合的光伏并网发电系统。本文的主要工作包括:
(1 )对光伏并网发电系统的组成、工作原理、最大功率点追踪技术(MPPT)进行了分析研 究,然后建立MATLAB/Simulink仿真模型对光伏电池的输出特性进行了分析;基于最大功率跟 踪技术,分析了光照强度和环境温度对光伏电池阵列输出性能的影响,探讨了不同条件下MPPT 的跟踪性能,为后续的谐波检测和抑制技术奠定了基础。
(2)根据瞬时无功功率理论的谐波检测方法,对目前常用的几种谐波检测方法进行了详细 的分析,并在传统d-q谐波检测法的基础上研究了一种改进的方法。在MATLAB/Simulink搭建 改进的d-q谐波检测仿真模型,对仿真结果进行分析,验证该方法的有效性。
(3)介绍了 APF的工作模式,比较了 APF与光伏并网发电系统的相似性,并确定了具有 谐波抑制功能的光伏并网系统。在确定以APF为基础的谐波抑制技术方案后,对整个系统釆用电 压电流双闭环控制策略,并对SVPWM的工作原理进行了详细的分析。
(4 )建立具有谐波检测及抑制功能的光伏并网发电系统MATLAB/Simulink仿真模型。对 单独光伏并网、单独谐波抑制、具有谐波抑制功能的光伏并网发电系统进行对比分析,验证该系 统的正确性。
第二章光伏发电单元控制及仿真分析
2.1光伏并网发电系统分析
光伏并网发电系统是由一个标准并网接口和公共电网相连,共同承担电力用户的负荷。通过 与公共电网共同承担供电,可以在负荷高峰时期有效减轻了公共电网的供电压力,从而有效的缓 解了电网的负荷压力。但在夜晚或者阴雨天气时,光伏电池阵列发电能力不强,此时主要由大电 网来供电网。
光伏并网发电系统是一种有效的辅助电力供应方式,它既能满足电力使用者的负载需求,又 能减少用户的断电损失,从而改善电力系统运行的可靠性。对于更大容量的光伏并网系统,也可
 
图2-1光伏并网发电系统运行示意图
图2-1是光伏并网发电系统,其中PV阵列是光伏电池阵列用于实现光电转换,进行发电, 经过DC/DC升压电路放大其输出电压并实现MPPT控制,然后向逆变器提供直流电,逆变器 将直流电逆变成符合并网要求的交流电,最终实现并网。在此过程中,既要对直流侧的电压进行 稳定,又需要对电网电流进行检测,通过变换使指令信号经过比例积分(PI)控制器,从而实现 对逆变器中开关通断的控制,确保系统的并网电流与电网电压同频同相,达到国家的规定标准[切。 该图所示的滤波器电路为单电感,也可以作为抑制谐波的一种方式,能够在一定程度上减小入网 电流的谐波成分。
2.2光伏电池特性分析
为了设计优良的MPPT算法,首先对光伏电池的等效模型及其输出特进行了分析。利用该模 型,可以看出该系统的性能随各参数的变化,其模型可用二极管与串联电阻、并联电阻等来表示, 
具体等效电路如图2-2所示。
假定在光照强度为一个恒定值时,光电作用所产生的电流不会发生变化,也就是说,可以将 其等价为电流值®,的理想电流源。在光伏电池的两端,“光生电压”是具有单向导通性的,因此, 它相当于二极管D。C是由光伏电池元件本身包含的等效电容。因为光电板的材质并非理想的导 电材料,而是有一定的阻值。如果在使用过程中,有电流流过,则会因为电池自身的原因而造成 串联损耗,所以需要串联一个值为尺的等效电阻。如果心的阻值很大,所需要的电量也就越多, 整体的输出功率也就会下降。通常所用光伏电池的等值电阻都很小,只有几欧姆,在建立一个数 学模型时,可以忽略其产生的影响0】。此外,在光伏电池生产中,由于生产工艺技术不能保证100% 的准确,导致产生裂痕等缺陷也是不可避免的。在这些裂痕中,有可能出现漏电流,造成电路的
短路,因此必须增加并联电阻。这个电阻比之前所提到的串联电阻要大得多,通常超过18。
 
表2-1各项电路参数意义
参数名称 参数含义
I 光伏电池输出电流
U 光伏电池输出电压
g 光生电流
二极管反向饱和电流
q 电子电荷1.6X1O"9C
串联电阻
并联电阻
K 玻尔兹曼常数1.38X10-23J/K
A P-N结理想因子一般取1
T 绝对温度
公式(24)是从光伏电池等效电路中得到的一个基本的物理公式。目前,大部分人都把这种 公式应用到了光伏电池的理论研究中。但因为表达式中的参数如,、Rsh、人、Rs和A)对周围环境的 变化十分敏感,很难将其设定成精确的数值,因此一般很少依据上述公式来建立它的数学模型, 而且在实际应用中也是十分困难的。因此,在现有文献中,为了减少建模的困难,本文介绍了一 种方法对其进行了改进。
因上述等效电路Rs”数值较大,流经的电流就会变少,并且Rs的取值也较小。所以在一般的计 算中,可以忽略(U + IRs)/Rsh.于是,就有了Iph = Isc,在这里Ac为短路电流,可以将公式(2-2) 简化成:
"订-6牡2必)_出 (2-5)
(1 、
式中,Cj = Io /Isc ; C2 = 1 /In 1。
假定处于开路状态,Uoc为开路电压,满足 US 在最大功率点处,满足U = Um, I = Im.然后,将以上满足的条件代入公式(2-5):
厶仏[1-G(e%(矶)_出 (2-6)
在常温下,一般认为e%/©%)—1,远大于1,由式公式(2-6)得出:
一纠严 ©如 (2-7)
\【SC丿
按照所设置的开路条件,将上述公式(2-7)代入到公式(2-5)代入公式中,得到:
 
 
 
由于严一1远大于0,得出:
 
在实际应用中,不能将环境因子作为恒定值来决定。由于周围环境的改变,会对光伏电池工 作造成一定的影响。本文选取了以下几种修改方法,来对环境因素进行修正。
Nt = t — t呵 (2-10)
As = s/s脅 _1 (2-11)
几=「(s/s』(l +込) (2-⑵
久=久(1 - c&)ln(e + b 山) (2-13)
<.=人($/$谢)(1 + 込) (2-⑷
4 =U„,(l-cd)ln(e+bAs) (2-15)
上式中:tref, 分别表示标准工况下的温度和光照强度,a、b、c为修正系数,e是自然
对数。表2-2中是对上述公式的取值。
表2-2各项参数的设定值
参数名称 具体取值
25 °C
Sref 1000W/m2
a 0.0025/°C
b 0.5
c 0.00288/°C
从上面的公式和简化过程来看,利用这种方法最后得出的数学模型只有厶、.、u°, Um 是未知量,其具体的参数值,通常是由生产厂家提供的。不会出现/”》、R«、A. &、厶的不确 定参数,在Matlab/Simulink中更容易创建模型。
2.2.1光伏电池的模型建立及仿真分析
通过前一节所述的方法,搭建了光伏电池的Matlab/Simulink模型。如图2・3所示:
 
 
图2-3光伏电池仿真模型
在对光伏电池输出特性进行分析的时候,一般都是通过对温度和光照强度的控制来完成。在 此系统中,所选择的单个光伏电池的参数为:开路电压Ug=37.7V,短路电流你=8.85A,最大功 率点电压t/m=30.5V,最大功率点电流/m=8.2Ao采用15块光伏电池串联为一组,然后20组并 联的方式。
假设环境中的温度和光照强度发生了变化,光伏电池的输出功率也会随之变化。为得到光照 强度、温度等因素对光伏电池性能的影响,对两种影响因素设定不同的条件,进行仿真分析。
在图2-4和2-5中,保持1000W/m2的光照强度,在25°C. 45°C和65°C的温度下,获得具有 相同光照强度和不同温度的U-I和U-P曲线。图2-4中,在温度逐渐升高时,短路电流心会随着 温度的升高而变大;同样,开路电压口。<会随着温度的升高而变小。图2-5中,最大功率点功率 Pm也随着温度的升高而变小Hl。
 
图2-4不同温度下U-I曲线
 
图2-5不同温度下U-P曲线
在图2-6和图2-7中,在温度25°C条件下,将光强设置在600W/m2、8OOW/m2和lOOOW/n? 时,得到的U-I、U-P曲线。从图2-6可以看到,在恒温下,开路电压随着光照强度的增强而 变大,短路电流随着光照强度的增强而变大。从图2-7可以看到,最大功率点功率几也随着 光照强度增强而变大。
 
通过仿真的波形,可以看出,光伏电池具有非线性的输出特性,因此,要获得最佳的工作效 率,就需要对其输岀功率进行跟踪和控制,从而保证在不同的光照和环境条件下,能够获得最大 的输岀功率。
2.3最大功率点控制算法分析研究
2.3.1最大功率点控制原理
由于外部环境、负载等因素的影响,使得光伏电池的工作性能也受到了影响。最大功率追踪 原理如图2-8。该图中的两个曲线中的a,方分别代表两种情况下的最大功率点。随着周围的环境 的改变,光伏电池的U-I曲线也从1变成了 2,这说明光伏电池的输出功率也发生了变化。从原 来的a点变化到了现在的血点处,显然a】点不是现在的最大功率点,血才应该是此时的最大功率 点Si。在这种情况下,必须改变负载,将负载从&变化到尺,以保证光伏电池的最大输出。
 
 
图2-8最大输出功率跟踪原理
当前的光伏电池的MPPT控制,通常是在光伏电池与逆变器之间添加DC/DC变换器,通过 对DC/DC变换器的输入电阻进行MPPT控制。由于光伏电池和DC/DC变换器都属于非线性电力 器件,所以调DC/DC转换器的电源切换器的接通时间(也就是PWM波的工作周期),使得DC/DC 变换电路的输入电流发生变化,等效改变了其输入电阻。使DC/DC变换器的等效输入电阻与光 伏电池内部电阻相同,这样就能得到最大的输出功率,从而达到MPPT控制。采用DC/DC变换 电路来实现最大功率点跟踪,其基本原理是通过对变换器开关进行控制,将一种DC电压转换为 另外一种DC电压Bl。
2.3.2最大功率点跟踪常用的控制方法
最大功率跟踪常用的方法有:恒电压跟踪法、电导增量法和扰动观察法,它们各有其优点, 也有其不足之处。其各自工作原理与优缺点对比如下表所示。
(1)恒电压跟踪法
其工作原理是:当户外环境温度不变时,光伏电池的最大功率点电压几乎在同一电压下分布, 也就是说,该系统的最大功率点与某一恒定电压相对应,只要找出Umax控制光伏电池使之输出恒 定在即可。这其实是将最大功率跟踪控制简化为稳定电压的过程。恒定电压跟踪方法具有简 单、易于实施、系统工作电压稳定等特点。其不足之处在于,没有考虑到环境温度对光伏电池输
出电压的影响。例如,当环境温度升高LC,光伏电池的输出电压会降低0.3%〜0.4%。所以恒电 压跟踪法不适用于温度变化很大的场合[25]。
(2)电导增量法
电导增量法用于分析光伏电池的输出功率和输出电压的变化,而提出的相应MPPT算法,对
力/NU定量分析,可以获得最大功率。对公式(2-16)两边的电压t/求导,可得:
dU dU dU
当力/dU = 0时,光伏电池的输出功率为最大值。所以,工作点处于最大的工作点是符合以
下的关系:
di I
,,•=
dU U
在上面的公式中刃代表在增量之前和之后测得的电流差值;同样,dCZ代表在增量之前和之 后测得的电压差值。这样,根据测量(dlldU)的增量与光电电池的电导值Q/U),就可以决定 下一次的扰动。如果增量和电导值满足公式(2-17)所规定的条件,则说明已经达到了最大功率, 也就是下一个干扰不再发生,这就是增量电导法的基本原理。
尽管电导增量法仍是通过改变光伏电池的输出电压来获得最大的功率的,但通过对逻辑判定 公式的修正来降低在化*点附近的振荡现象,使得它能够更好地适应不断变化的大气环境。从理 论上来说,这种方法的理论推导是完全正确的,但是由于检测电路不能实现精确的测量。所以公 式(2-17)的可能性很低,这说明该方法在实践中仍然存在较大的误差"I。
(3)扰动观察法。
扰动观察法的基本原理是首先给出干扰的电压信号(□”” + △:/),然后,对光伏电池的输出 功率进行了测量,并将其与干扰前的功率进行了对比,如果该功率比之前的功率更大,则表示扰 动的方向是对的,可以继续进行+AU方向扰动;若比之前的功率小,则进行一方向扰动。 该方法具有结构简单、测量参数少、通过持续扰动获得最大功率输出等优点。缺陷在于初始值 跟踪步长AU值的选取,这两个参数的选取不仅会极大地影响跟踪的准确性和速度,同时也会在 最大功率点附近发生扰动,从而造成功耗损耗,从而降低光伏电池的工作效率【2久
通过对三种主要的最大功率点跟踪控制方法的研究,最后选取了扰动观察法a〕,其详细流程 图如图2・9所示:
 
 
图2-9扰动观测法流程图
 
具体的仿真模型图如2-10所示:
 
 
图2-10扰动观测法仿真模型
仿真过程如下:设定仿真时间为0.2秒,S=1000W/m2,在T=25°C时,光伏电池的输出电流, 电压和功率的波形如图2-11所示。
 
 
图2-11光伏电池的输出电流、电压以及功率波形
从图2-11可以看出,在0.04秒以后,输岀电流、电压、功率均能保持在一个稳定的范围内, 并且具有较快的跟踪速度以及较高的跟踪精度。在达到稳定状态时,光伏电池将输出600V的恒 定电压,供给后一级模块,以达到设计要求。
由于实际环境中的光照强度、温度并非恒定,会产生多种不同的变化。所以本章主要探讨在 不同的温度、光照条件下,光伏电池的MPPT性能。首先,对温度发生改变的情形进行了研究, 在0.5秒(仿真时间1秒),将温度从259改变到60-Co光伏电池输出的电流、电压以及功率波 形如图2-12所示。
光伏电池输出电流
 
 
 
图2J2温度变化,光照强度一定时光伏电池的输出电流、电压以及功率波形
从图2・12可知,可以看出,在温度改变、光照强度固定的情况下,在0.5秒时,光伏电池的
输出电流增大,而输出电压与输出功率都在下降。所搭建的光伏电池模型能较快的响应温度的变 化,实现最大功率点跟踪,在新的最大功率点附近工作【29】。
在光伏电池受到的光照强度改变时,设在0.4秒(仿真时间1秒)时,光照强度从1000W/H12 下降至500w/m2,在0.7秒时增加至800w/m2o光伏电池的输岀电流、电压以及功率波形如图2- 13所示。
光伏电池输出电流
 
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
VS
光伏电池输出电压
 
 
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
VS
 
图2-13光照强度变化,温度一定时光伏电池的输出电流、电压以及功率波形
从图2-13可以看出,在恒温条件下,光照强度发生改变,在0.4秒时,光伏电池的输出电流、 输出电压、输出功率都在减小。在0.7秒时,光伏电池的输出电流、输出电压、输出功率都在增 大。所搭建的光伏电池模型仍能快速响应光照强度的变化,实现最大功率点跟踪,在新的最大功 率点附近工作。
2.4本章小结
本章着重阐述了光伏电池的特性,并对其在工程中应用的数学模型进行了分析。在此基础上, 利用MATLAB/Simulink软件,搭建了光伏电池模块,并对其进行了仿真分析。该模块可以对温 度、光强的变化做出较好的响应。最后,对扰动观测法进行了理论分析,并搭建仿真模型。仿真 结果表明,利用扰动观测方法可以在很短的时间内达到最大功率点,并能输出稳定的直流电压。 验证了所建模型的正确性与合理性。
第三章光伏并网发电系统的谐波检测方法研究
针对本论文所涉及的光伏并网发电系统,重点是在PCC (公共连接点,电力系统中一个以上 用户负荷连接处)的非线性负载进行检测和研究。三相逆变器非线性负载相连,非线性负载的加 入会增加谐波含量,使系统中的谐波含量增大,同时由于各次谐波的累积,系统中的电流波形受 到了很大的影响。而国家对并网电流有着严格的要求,因此对用户负荷节点处的非线性负载进行 谐波检测是十分必要的㈤】。
3.1三相电路瞬时无功功率理论
近年来,国内外越来越多的学者开始关注电力质量问题,在此基础上,瞬时无功功率理论得 到了完善和发展。p~q法是最早的瞬时无功功率理论谐波检测法。字母卫表示瞬时有功功率, 字母g表示瞬时无功功率。这个理论还有不足之处,那就是没有定义相应的电流量。后来,国内 外研究学者又在此理论的基础上,对它做出了更进一步的修改与完善,并提出了ip-iq与d-g的 谐波检测法⑴]。
设三相对称电路的各相电压和各相电流的瞬时值分别为e。、e, e,和2;、必、然后通过坐 标变换,将它们变换到a-p两相正交的坐标系上,然后将得到a、0相的瞬时电压佥、旬和瞬 时电流ia. ip进行分析,它们分别用以下公式来进行表示:
e
=C32 a eb A. (3-1)
= C32 h (3-2)
Jc.
公式(3-1)、(3-2)中,
1 -x -X '
0 % %
在a-p坐标系中,将a、0相的瞬时分量分别合成瞬时电压矢量与瞬时电流矢量,如图3- 1所示:
 
 
瞬时电压矢量与电流矢量的关系表达式为:
e = ea+jep=eA(pe (3-3)
y+Hpi 厶Pi (3-4)
根据瞬时电压矢量与瞬时电流矢量的关系,对应的坐标关系如图3-1所示,并且做出以下定 义:
(1)将矢量i在矢量e上的投影定义为瞬时有功电流ip ,矢量i在法线e上的投影定义为瞬时无 功电流2;。将其表示为:
ip =|z|cos^ (3-5)
iq =|z|sin^ (3-6)
公式(3-5)、(3-6)中,@ =取_%
(2)p为三相瞬时有功分量,可以将其定义为矢量e的模与-的乘积;g三相瞬时无功分量, 可以将其定义为矢量e的模与Z?的乘积。将其表示为:
P=\e\ip (3-7)
?=W| 石 (3-8)
将公式(3-5)、(3-6)和(p =(Pe_®代入到公式(3-7)、(3-8),得到有功分量和无功分量表 达式为:
 
公式(3-9)中,
 
将公式(3-1)、(3-2)代入到公式(3-9),将有功功率与无功功率用三相电流、电压表示,将 其表示为:
(3-10)
 
 
I 耳十分
由公式(3-15)可以得出,Pa+Pp=p, qa+qfi =0o
(5)在三相电路中,通过坐标变换可以得出各相的瞬时无功电流沧、⑴ 沧与瞬时有功电 流iap、ibp、icp。将其表示为:
= C23 i“
L PP」
 
 
4 = C23 X/
L M」
 
(3-16)、(3-17)中,C23 = C;
(3-12)代入(3-16)、(3-17)得到:
 
 
 
 
和=(冬_勺)乡
匚=(ea~eb)^
 
(6)将三相电路中,通过将各自电压的瞬时值与有功(无功)电流瞬时值相乘,就可以得到 各相的瞬时有功(无功)功率。将其表示为:
Pa = ^ap = 乡
• Pb=e血p=3e;f (3-21)
Pc =ejcp =3e;彳
<^=e^=eA(ec-ea)-^ (3-22)
由公式(3-21 )、(3-22)得到 Pa+Pb+Pc=P,9a +绻 +么=0。
通过以上定义和相应的公式,可以看出,瞬时功率理论中既包括了传统电力理论,也是传统 功率理论的一种延伸。传统的功率理论以平均或矢量为基础,对有功和无功进行了界定,使得它
只能用于连续的时间而不能用于瞬时的变化,从而导致了传统的功率理论存在很大的缺陷。而在 传统功率理论发展起来的瞬时无功功率理论,无论系统处于暂态还稳态,都可以用其进行分析[32】。
3.2基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法分析
3.2.1p — q谐波检测法
p-q谐波检测法其原理如图3-2所示。其中e“ e,〈为三相电网电压,匚、乙、匚为三 相负载电流,p为瞬时有功功率,g为瞬时无功功率;此时的p、@不仅含有直流分量,而且还 含有交流分量。如果想要使谐波的检测更为准确,就需要将p、g经过低通滤波器,将交流分量 滤除,得到有功直流分量万,无功直流分量iar iaf. iaf是谐波检测模块所提取到的三相基波 电流。気、G是三相谐波电流,是用三相负载电流减去三相基波电流得到的〔珂。
 
根据定义计算得到p、q为;
 
公式(3-23)中,
 
 
 
通过低通滤波器提取直流分量万击,然后对八$进行反变换,得到三相基波电流9、口、G, 其表达式为:
(3-24)
再用6、4、乙减去―、q就可以得到三相电流谐波分量心、ibh. ich,其表达式为:
 
(3-25)
如果要分别检测谐波和无功两种电流时,那么就必须将图3-2中计算g的通道断开,当只需 要检测电网中的谐波电流时,则需要连接计算的g通道。尽管这种方法可以很好地检测出非线性 负载处的谐波。但是在实际应用中,电网会出现电压畸变和不平衡等现象,此时用p-q法对谐 波电流的测量通常是不准确和不稳定的。
3.2.2ip 一 iq谐波检测法
ip—iq谐波检测法的原理如图3-3所示。其中匚、心 乙为三相负载电流,“与iq分别为瞬 时有功电流和瞬时无功电流,二者经过低通滤波器滤除交流分量后,分别得到有功直流分量石, 无功直流分量石。①、2才、◎是谐波检测模块所提取到的三相基波电流。2;八ich是三相谐 波电流。在这里,锁相环(PLL)的作用是对a相电网电压◎进行锁相,在通过正、余弦信号发 生电路得到与a相电网电压同相位的正、余弦信号,进而得到变换矩阵C参与运算。通过C32、 C和c-i等坐标变换矩阵运算,得到三相负载电流中的谐波电流。
 
 
 
图3-3 ip-iq谐波检测算法原理图 根据定义计算得到-、iq为:
 
 
公式(3-26)中,
sin 奴 -coscot
C= .
-cos cot
通过低通滤波器提取出讣了直流分量,将可、亏进行反变换得到°、©、icf,其表达式为:
P
_ (3-27)
q_
再用三相负载电流匚、乙、匚分别减去基波电流°、ibr icf,得出三相电流谐波分量 -、気、其表达式为:
 
(3-28)
此方法在电网电压畸变的条件下仍能有效的检测出谐波,并能适应多种负载工况。与p-q法 相比,对谐波电流检测具有较高的准确率和实时性。
3.2.3d - q谐波检测法
p-q检测法是最基础的谐波测量方法,但是由于电网电压存在畸变或不对称性,使得测量结 果的误差较大,因而很少应用。ip-iq法可以用于畸变的电网电压,但是只适用于三相三线制电 路中。目前比较常用的是dgO检测法,在电网电压不对称或者畸变的情况下任然能够检测出谐波 分量,并且能够适用于三相四线制电路,其适用范围更广。以下对dqO检测法进行进一步分析a〕。
本论文所讨论的三相三线制无零序分量,可省略零轴,也就是采用d-g谐波检测方法。它的 本质就是通过Park变换,使三相负载电流从静态的三相坐标系中转换到旋转的两相坐标系中。这 样可以方便地将基波的正序分量分离出来。
三相负载电流包含多种不同频率的谐波时,可以用以下公式来表达:
 
在公式(3-29)中,也、匚分别代表各个正负序电流的有效值;5”、%”分别代表各个正 负序电流的初始相角;血代表基波角频率。
对公式(3-29)进行Park变换:
(3-30)
 
其中Park变换矩阵为:
1丄丄'
2 2
o Q Ji
2 2」
公式(3-31)中,C32为Clark变换矩阵,匈为勿旋转变换矩阵。
通过公式(3-30)可以得到,转换后的基波正序分量会比原始的波次减1,而负序分量变换 后的波次将会依次加lo据此,基波正序分量转化成了直流量,其他各分量仍为交流量。转换后 的d轴和q轴的电流是由直流分量亍和交流分量[两个部分构成:
 
 
d-q检测法原理框图如下图所示,三相负载电流心、Sb、山经如变换后得到的iq,通 过低通滤波器滤去交流分量,获得直流分量。再对该直流分量进行park反变换,即可得到三相基 波正序分量匚吋、ibf、S 从负载电流中减去所得基波正序电流,就可以得到谐波电流心、加、
 
 
 
3.3改进的d - q谐波检测法
传统的d-q谐波电流检测法需利用低通滤波器来获取直流分量,由于低通滤波器自身的特 性使得系统动态响应速度和精度不能兼顾。当截止频率较低时,该系统具有快速的响应能力,但 是其准确度不高。系统有较高的检测精度但延时高;当截止频率较高时系统的响应速度快,但精 度低。并且低通滤波器带负载能力差,可靠性也较差。为此,本文研究了一种用电流平均值取代 低通滤波器的方法,使d-g谐波电流的检测具有更广泛的适应性。
流入电网中的谐波主要以6k±l次的形式存在,如5、7、11、13次等,通过1/6的基波周期 值对电流进行积分后可消除奇次谐波。电流平均值模块对4、4进行1/6基波周期值的积分,就 可以得到原基波分量的直流分量。计算原理如公式(3-33)所示。
(3-33)
q T it-T/6 q
其原理如图3-5所示,对瞬时有功电流和无功电流进行积分,并延迟T/6个周期,同时对积 分和延迟环节所得到的值相加,再将所得到的值除以T/6,就可以得到直流分量。
 
 
 
图3-6改进的d - g检测法原理框图
 
3.4改进的d - q谐波检测法仿真分析
图3-7给出了传统低通滤波器滤波后直流分量波形(a)与其局部放大波形(b),图3-8给出了电 流平均值法滤波后直流分量波形(a)与其局部放大波形(b)。从图3-7中可以看出,传统的低通滤波 器滤波后直流分量的动态响应速率比较缓慢,并且存在着明显的交流纹波。而从图3-8中可以看 出,采用电流平均方法滤波后直流分量动态响应速度快,并且所提取的直流分量没有明显的交流 纹波,相应的谐波分量基本都被过滤掉,从滤波效果上看,达到了理想的滤波目的。
 
0 0 02 0 04 0.06 0 08 0.1 0 12 014 0 16 0.18 0.2
VS
 
 
(a)
 
图3-7传统低通滤波器模块滤波后直流分■波形(a)与其局部放大波形(b)
 
 
 
 
 
(a)
 
 
(b)
图3-8电流平均值模块滤波后直流分量波形(a)与其局部放大波形(b)
图3-9和图3-10分别为传统的d-q谐波检测法与为改进后d-q谐波检测法提取的三相基 波电流波形。可以看出两种检测方法均能有效地从三相负载电流中提取基波分量,三相基波的波 形均与正弦波相近。但改进后的d-q谐波检测法可以快速地从三相负载电流中提取出基波分量。 因此改进后的d-q谐波检测法的实时性要优于传统的d-q谐波检测法。
 
图3-9传统的d - q谐波法检测到的三相基波电流
 
 
 
 
图3-10改进后的d - q谐波法检测到的三相基波电流
图3-11和图3-12是在断开iq通道后得到的三相谐波和无功电流,从图中可以看出改进后的 d-q谐波检测法相比于传统的谐波检测法能够更快的得到含有三相谐波和无功电流的具体波形, 具有较快的动态响应[呦。
 
 
 
图3-11传统的d-q谐波法检测到含有三相谐波和无功电流的波形
 
 
图3-12改进后的d - q谐波法检测到含有三相谐波和无功电流的波形
为进一步验证改进后的d-g谐波检测法对谐波检测的精度,用FFT方法对a相基波正序电 流进行了 FFT分析和比较。图3-13是利用传统的d-q法对a相基波的正序电流进行了检测, FFT结果表明,它的a相电流THD为0.12%。图3-14是改进后d-q法对a相基波的正序电流进 行了检测。FFT结果表明,其a相电流THD仅为0.04%比改进前降低了 0.08%。说明改进的谐波 检测法能准确地提取出基波正序电流分量,使三相负载电流减去基波正序电流所获得的谐波电流 更为精确,更有利于滤除谐波。
Signal
 
 
5 10 15 20
Harm onic order
图3-13传统的d - q谐波检测法a相基波正序电流FFT分析
Signal
20
10
0
-10
-20
FFT analysis
Fundamental (50Hz) , THD= 0.04%
图3-14改进后的d - q谐波检测法a相基波正序电流FFT分析
3.5本章小结
针对传统的d-g谐波检测法存在的不足,研究了一种改进的谐波检测方法。搭建改进前后 的仿真模型,结果显示,该方法能快速有效地提取出直流分量,而且所提取的直流分量没有明显 的波动。在谐波检测精度方面,THD由0.12%下降至0.04%,谐波检测的准确度得到了改善。说 明改进后的谐波检测方法能取得良好的效果,对工程实践有很好的推广价值。
第四章光伏并网发电系统的谐波抑制技术方案及控制策略
有源电力滤波器是一种被动式谐波抑制技术,它和光伏变流器一样都是功率转换装置,两者 的作用目的是不同的,前者通过控制开关装置将反向的谐波电流注入到系统中,而光伏并网发电 系统则将基波电流注入到电网中。因此,本章在此基础上展开研究,并确定了技术方案[3%
4.1有源电力滤波器运行分析
目前,APF主要分为串联型、并联型和串并联型。其中并联型被广泛采用。这部分将对并联 式APF进行分析,其中的系统组成如图4-1所示。
 
 
图4-1并联型有源电力滤波器的系统组成
图4-1所示,APF与公用电网连接,以各种非线性负载为主的谐波电源,将谐波电流注入到 电网中。APF的控制部分包括三个模块:谐波电流检测、指令信号形成、电压电流控制。其中, 检测模块用于检测谐波电流,指令信号形成模块用于补偿谐波的指令信号,电压电流控制模块生 成与谐波电流幅值相等,方向相反的电流,保证对指令进行追踪补偿。APF所产生的反向电流被 输入到系统中,消除谐波【珂。
当需要补偿负载所产生的谐波电流时,APF检测岀补偿对象负载电流-谐波分量乙,将其 反极性后作为补偿电流的指令信号/;,然后跟踪补偿z:,控制变流器输出与谐波分量乙,幅值相等, 方向相反的电流2;,两者相抵使得电网电流只剩下基波,不含谐波。满足电能质量要求。用方程 表达上述过程:
2;珂+2; (4-1)
h =iif+iLh (4-2)
(4-3)
〈=L + zc = (4-4)
公式(44)中式©负载电流的基波分量。
从上述分析可以看出,有源电力滤波器的主电路是一种变流器。为了保持直流电压对电容器 进行充电,需要将电网中的交流电转换为直流电,此时变流器工作在整流状态;当电网的谐波被 抑制时,它就工作在逆变状态[创。
4.2光伏并网发电系统的谐波抑制技术方案
4.2.1 APF与光伏并网发电系统对比分析
根据图2-1与图4-1来进行光伏并网发电系统与并联型有源电力滤波器的对比分析。将光伏 并网发电与并联有源电力滤波器按图2-1和4-1进行比较和分析。光伏并网发电系统则将基波电 流注入到电网中,而APF将补偿的谐波电流注入到电网中。再加上直流侧的结构不同,光伏并网 发电是由光伏电池供电,APF是用电容器供电,但二者的核心都是变流器件通过比较,可以 发现下列共同点:
(1)主回路的拓扑结构是一样的。其主要的功能实现均依靠变流器;并且二者在直流侧都并 联了电容,在系统运行时,就必须保证电容两端的电压稳定,因此需要较大参数且有较好纹波特 性的电容元件。为了保持直流母线的电压,必须对其进行稳压控制M2]。
(2)控制技术基本相同。光伏并网系统及APF的正常工作,均需采用并网电流追踪与锁相 环技术。在控制信号方面,光伏并网时则要对电网的电压、电流进行检测,有源电力滤波器要求 对非线性负载处的电流进行谐波检测刚。
(3)在系统功能上,两种系统都与并网有关,只不过是根据不同需要,向电网传输电力图〕。
4.2.2基于APF的谐波抑制技术方案
通过上一节的比较,说明了光伏并网发电与APF在拓扑结构、控制策略、系统功能等方面是 相通的,从而可以在有源电力滤波器谐波抑制的基础上,利用它来抑制光伏并网发电系统中的谐 波。
对APF的基本原理进行了分析,其前提是保持直流侧的电压稳定,从而达到谐波抑制目的。 APF直流侧的电压在一定的范围内能正常工作,但当实际的电压值高于指定的数值时,该系统将 有功功率输出到电网,直至直流侧的电压下降到指定的数值为止。在光伏并网发电系统中,当光 伏电池阵列的工作状态处于最大出力点,逆变器的直流电压稳定的情况下,就会将有功功率输出 到电网。在此基础上,提出了采用有源电力滤波器与光伏并网系统结合的谐波抑制技术方法HR。 具体方案如图4-2所示。
 
 
图4-2基于APF的光伏并网发电系统
图4-2所示的基于APF的光伏并网系统既能实现电力的并网,又能有效地抑制系统的谐波。 在良好的光照条件下,该系统在有功状态下运行,通过控制达到最大功率点。此时,如果光伏系 统中存在谐波就会被APF抑制,在逆变器一侧产生的交流电就可以安全的并入到电网中;在无光 照条件下,系统也会处于谐波抑制状态,通过对谐波进行检测,生成相应的谐波补偿信号。本技 术方案扩大了并网发电系统的功能,提高了设备的利用率,为电网供电提供了强有力保障的同时, 也为电网提供了一定的电能[呦附】。
4.3光伏并网系统的控制策略研究
光伏并网逆变器控制系统既有逆变器直流侧电压的控制,又有逆变器交流侧输出电流的控制, 因此本文采用双闭环矢量控制技术。系统前级输出部分为DC/DC变换电路,在有光照条件下实 现最大功率点跟踪(MPPT),光伏电池阵列受环境影响输出电压波动情况下,仍能向下一级提供 稳定电压。后级输出部分为DC/AC逆变电路,将光伏发电的直流电流逆变为交流并网电流图】。
在光伏并网逆变器的控制中,需要对逆变器直流侧电压以及交流侧电流进行控制。本文研穽 的系统控制由三部分组成:谐波检测、直流侧电压控制、交流侧电流控制。对于直流侧与交流侧 的控制釆用双闭环控制。电压环的作用是确保对给定的电压进行快速跟踪。在保证直流侧电 压稳定的基础上,得到内环基准电流z"的值。此外,对系统还要采用PWM、SPWM或者SVPWM 调制策略,来控制主回路生成所需的补偿电流,从而保证系统能够实现光伏并网发电和谐波补偿, 在降低设备成本的前提下,大幅改善并网电流质量[49】。
 
 
图4-3双闭环控制图
逆变器是并网系统的重要组成部分,它的控制好坏将直接影响到整个系统的高效运转以及是 否能够与电网进行无缝对接。根据直流侧存储装置的不同,可分为电流型和电压型。电流型逆变 器的直流侧蓄能装置采用大电感,它能确保直流侧的电流稳定,但电感会影响系统的动态响应, 从而影响系统的运行效率。在电压型逆变器的直流侧蓄能装置采用大电容,大容量的电容能够确 保直流侧的电压稳定,并且具有很高的控制精度和容易实现,因此本文选择了一种电压型逆变器 [50][51]o
4.3.1电流内环控制
在本文的系统中,电流的内环控制策略就是并网逆变器输出电流的控制策略,并网逆变器作 为可再生能源发电系统中的重要组成部分,其控制技术将会对光伏系统的输出产生直接的影响, 因此,光伏并网逆变器及其控制技术也越来越受到关注。在光伏并网发电系统中,光伏并网逆变 器的主要控制目标是逆变器一侧的输出电流,它要求并网电流能够迅速地响应电网的电压变化, 输出的波形和电网的电压都是同频率的,功率因数接近1,并且输岀电流的THD要小,以此降低 在并网过程中,对电网产生的影响。
目前,光伏并网逆变器的输岀电流控制技术包括:滞环控制、无差拍控制、PI控制等。滞环 控制方法简单、可靠性高、动态响应快、电流追踪准确,但是它的开关切换频率很高,会增大开 关器件的损耗。无差拍控制的效果与被控对象的精度有关,但由于并网逆变器是一种非线性系统, 难以准确地建立其数学模型。PI控制方法简单、可靠、技术较为成熟、动态响应好,在社会行业 中得到了广泛的应用。
(1)滞环控制
并网逆变器输出电流的滞环控制原理如图44所示,滞环控制器首先需要检测逆变器输出的 实际电流j,同时对电网电压的进行采样,得到给定参考电流『,然后再将实际电流j与给定参考 电流『做差,将得到电流偏差信号,送入到滞环比较器中,滞环比较器根据滞环控制规律判断偏 差是否在滞环比较器的环宽内。当满足误差要求时,滞环比较器则保持上一个开关周期的控制信 号,倘若所得到的偏差超出了滞环比较器的环宽,则产生一个不同于上一个开关周期的控制信号, 这个信号会改变逆变器的开关动作状态,进而控制逆变器输出电流的变化趋势,最终使输出电流 限制在设定的滞环宽度范围内。
 
 
图4-4逆变器输出电流的滞环控制原理图
如图4-5所示,AZ表示输入的电流偏差信号,+H与-H分别表示正、负滞环宽度。当输入 的AZ超过正滞环宽度时,逆变器的上桥臂关断,下桥臂导通,上下桥臂之间的输出电压为-匕。 在反向电压的作用下,j减小,从而使电流偏差回到环宽内;当输入的A/超过负滞环宽度时,并 网逆变器的上桥臂导通,下桥臂关断,上下桥臂之间的输出电压为S,在正向电压的作用下,i 升高,从而使电流偏差回到环宽内,最终使得偏差信号始终稳定在设定的环宽内。从图4-5中可 以看出,通过滞环控制偏差信号就可以实现对并网逆变器的开关管进行控制,使输出电流对电网 电压进行实时准确跟踪。其中锯齿形状与滞环环宽H有关,环宽越小,电流偏差信号AZ越小, 逆变器输出的实际电流对给定参考电流的跟踪效果就会越好,但这样会导致开关频率增大,所以 要根据电能质量选择合适的滞环宽度eh
 
图4-5电流的滞环控制工作原理
在电流滞环控制中,并网逆变器的开关切换频率会影响输出电流的波形,如果开关频率过大, 也会造成开关损耗,因此要对影响开关频率的因素进行恰当的选择。滞环控制主要受到滞环宽度 刃、滤波电感厶\逆变器直流侧电压匕以及电网电压的影响。因此各类参数的选取也会影响到电 流的跟踪效果阿。
(2)无差拍控制
无差拍控制是通过对系统的状态方程和输出反馈信号进行跟踪,使得系统在下一时间内的输 出总是由系统的当前状态量和输入量来表达,从而使得系统在任何时间都能得到与命令信号一致 的结果,并且具有很好的动态特性。无差拍控制原理图如图4-6所示。
 
 
-Y)^Ajc{k} + Bu(k}
= Cx(k}
y(k + 1) = Cx(k+1) = CAx(k) + CBu(k)
该方法的关键在于预测下一步的命令值,而在图中,提前一步的Z就是指令值的预测。该方 法具有快速的动态响应和恒定的开关频率,但它需要精确的数学模型,一旦模型的建立发生了偏 差,该方法就无法充分利用,甚至无法达到跟踪控制的目的。这一方法在建立复杂且困难的数学 模型时,存在着一些局限性【53】。
(3)PI控制
相比单环控制的电压控制策略而言,增加一个电流内环能够使得整个并联系统的性能更加稳 定。电流内环控制是利用PI控制器进行电流控制,通过对电压外环得到参考电流信号从厂之后 谐波信号Z”与by合成并网指令信号再通过电流内环控制,产生相应的控制信号,作用在逆 变器上将两者的差值输入PI控制器中,再将输出的信号与电网前馈补偿信号相比较,最终得到 相应的控制信号[54〕,控制产生对应的SVPWM开关脉冲。图4-7为电流内环控制的原理图。
 
电流内环表达式为:
(4-7)
其中:”田为电流参考值;L为电流实际值;©, =250,爲=100,分别为PI控制器的比例和 积分参数;""为电流控制器的输出,经过SVPWM调制,形成驱动信号。
4.3.2电压外环控制
无论是对于光伏并网控制系统,还是APF控制系统,直流侧电压的稳定性是其控制的基础, 也是控制系统的关键。若直流侧的电压波动或不稳定,将会对电力系统的动态补偿产生不利的影 响,从而使电力系统中的某些阶次谐波抑制受到影响,对电网产生污染。电压外环控制的另一目 标是为内环提供基准电流,而且电流内环的动态响应要比电压外环快得多。直流侧电压控制器的 参数选择依赖于负载功率的波动程度,在电容电压发生很小的变化时,控制器不需要过快的响应, 以免造成电流失真。而在稳态时,为了使电容的电压不变,必须用一定的有功功率来补偿因失真 而产生的有功功率。通常情况下,釆用常规PI方式进行直流侧电压控制[旳。
在此基础上,外环采用了比例积分(PI)作为电压反馈控制。电容电压参考值与反馈所 得实际值U&经过比较,得到的差值传递给PI控制器。然后由电流内环控制,生成对应的控制信 号,作用在逆变器上。外环控制的目标是直流母线电压准确跟踪参考电压图4-8为电压外 环控制的原理图。
 
图4-8电压外环控制原理图
电压外环控制的表达式为:
爲=kpv+~ (Udc~Ude) (4-8)
\ s J
其中:为直流母线电压参考值;U&为实际输出电压;kpv=0.4, kiv=5,分别为PI控制 器的比例和积分参数;-矽为电压控制器的输岀。
4.3.3 SVPWM调制策略
在第三章中利用d-g谐波检测法所提取的三相谐波指令电流,再通过APF控制产生PWM 波波形,从而完成对逆变器中开关管的开通和断开。使逆变器生成谐波补偿电流,以此来达到抑 制谐波的目的。不同的控制策略将直接关系到逆变器产生的PWM波形,从而影响谐波的补偿效 果。目前常用的APF主要有三角波控制、SPWM控制和SVPWM控制等。由于三角波控制法具 有开关损耗大,电流跟踪能力弱等缺点。因此,本文使用了 SVPWM调制策略厲]。
近年来,SVPWM控制技术得到了越来越多的学者的重视。相对于SPWM, SVPWM技术有 如下优势:
(1)尽管在各个单元之间有多个功率电子设备的开关切换,但是每一次开关切换只包含一 个IGBT装置,因此设备开关造成的损失很少。
(2)釆用SVPWM调制技术可使逆变器输出电压提高15%,从而使电压的利用率得到明显 提高。
SVPWM的调制流程如图4-9所示:
 
图4-9 SVPWM调制流程
用匕(/)、Ub⑴、Uc(t)分别表示三相系统中的电压空间矢量。它们的方向互不相同,分 别位于各自的轴线上,并且相位互相相差120。,幅度也会以正弦波的形式发生变化。设S分别 是三个电压空间矢量的有效值,/电压频率,可以得出公式(4-9):
s(t)=凤 cos(e)
-= V2t7m cos(6>-2^-/3) (4-9)
Uc[t) = ^2Um cos(& + 2龙/3)
在公式(4-9)中,/作为电压频率,0 = 2祁。为了合成空间矢量U⑴,将三个电压空间矢 量相加,对公式(4-9)进行整理得:
U(t) = ^[UA (t) + UBej2^ +UceJM3~\ = ^2Umeje (4-10)
由于本研究的是三相三线制系统,所以并网逆变器共有三对桥臂、三对依次对应的开关管, 为了方便研究并网逆变器中各相桥臂在具有不同开关组合时,并网逆变器输出的空间电压矢量状 态,需要定义相关的开关函数,以此来方便进行计算。设开关函数为S,x = a、b、c):当S’=l 时,并网逆变器的上桥臂导通,此时WU&、Ub(C = U皿、UM = Udc;当员=0时, 并网逆变器的下桥臂导通,此时/(/)=0、匕(/)=0、一(/)=0。就可以得到关于S。、Sb、Sc的 8个矢量,其中2个位于原点且幅值等于0的零矢量,6个互相间隔60。的非零矢量,且幅值相 等。
可将公式(4-10)转化为公式(4-11)。
Uout =警[£⑴+春如+陆曲] (4-11)
可以看到的模值不变,改变只是相位。因此,就可以得到电压空间矢量表4-1。
表4-1电压空间矢量表
Sb £ % 5 %
0 0 0 0 0 0 0
1 0 0 % 0 一 Ude 2
3Udc
0 1 0 一 Ude Ude 0 2
严严
1 1 0 0 UdC 一〃 de 2 严 严严
0 0 1 0 -% Ude 2 .1ZE
3^C 3
1 0 1 Ude - Ude 0 2 " 严严
0 1 1 一% 0 Ude 2
1 1 1 0 0 0 0
通过观察表4-1可以知道,如果想要得到全部六个扇区的电压空间矢量,就需要将表4-1中 的8个电压空间矢量依次映射到复平面当中。其映射到复平面的空间电压矢量如图4-10所示。
 
 
 
 
图4-10 SVPWM的电压空间矢量图
如果现在需要输出一个空间电压矢量口歹,就需要考虑到与之相邻的两个电压空间矢量。假 设这个空间电压矢量处于如图4-6所示的第一扇区,那么就需要将第I扇区进行单独的分析,找 到与U讨相邻的两个空间电压矢量,用这两个矢量来表示它。具体的矢量合成如图4-11所示。
 
图4-11两相静止参考坐标系中空间矢量[7呦的表示
在(a,0)坐标系中,设U窃和S之间的夹角为0,由正弦定理可得:
sin 2^-/3 sin(”/3-0) sin&
由于|/| =亿| = 2喙/3,所以可以得到每个空间电压矢量状态的保持时间。 ¥=^£sin[彳 _&
T6 =mTs sin。
其中SVPWM调制系数加=石冋』/乙・。
零电压矢量所分配的时间为:,
T0=T7=(Ts-T6-T4)/2
得到以S、匕、卩7及U。合成的—时间后,就需要研究并网逆变器是如何产生脉宽调制 波。对于并网逆变器来说,如何能够降低开关损耗,是检验逆变器调制策略的重要方法。在本文 研究的SVPWM调制策略中,如果对零矢量的选择不当,势必会造并网逆变器的开关损耗增大, 如果想要在最大程度上减少开关次数,就必须适当的选择零矢量。为此,需要对基本矢量的作用 顺序进行分配:当每次切换开关状态时,只让其中一相改变开关状态,为了减少开关次数,就需 要零矢量在时间上进行平均分配,这样才能够减少开关损耗,并且使产生的波形能够对称,在一 定程度上可以降低PWM的谐波分量3】。表4-2是第I扇区到第VI扇区的开关切换顺序
表4-2 Ue所在的位置和开关切换顺序
Uref所在扇形区及角度 开关切换顺序
I区(0°<0<60°) ...0-4-6-7-7-6-4-0...
II 区(60°W0^120。) ...0-2-6-7-7-6-2-0...
in 区(120°<0<180°) ...0-2-3-7-7-3-2-0...
IV 区(180°<0<240°)
V 区(240。95300。) ...0-1-5-7-7-5-1-0...
VI 区(300°<0<360°) ...0-4-5-7-7-5-4-0...
现在以第I扇区为例,若其产生的调制波形在一个载波周期(迟),可以得到三相调制波形
如图4-12所示,各电压空间矢量的波形与表4-2开关顺序相互一一对应。在下一个九中,Uref 的角度值增加一个了,结合公式(4-12)可重新计算得到匕、匕、4、J/?的值。所以在每一个 7X内就会合成一个新的矢量,随着0的值逐渐增大,将依次进入第I、II、IIL IV、V、VI 扇区。当电压矢量在旋转一个周期后,就会产生R个合成矢量。
 
图4-12扇形I内的三相波形
通过上述内容可知,如果想要进行SVPWM信号的调制,就需要知道卩呵所处的扇区。当判 断出E寸所处的扇区后,就可以得到在基本矢量上的作用时间,生成所需的调制波形。
(1 )判断E寸所处扇区
假设£7吋在第I扇区,可知其满足条件0< arctan ([///)< 60,即匕和可A0,且 U』Ua<甩,同理可得其它扇区的判断条件。
U吋在第II扇区:_〉0且Up/Ua >73 ; 乞寸在第III扇区:Ua<0, 0>0且 t/吋在第IV扇区:Ua<0,卩£<0且UJUa〈屈;
U吋在第V扇区:0<0且-UJUa> 氐
U吋在第 VI 扇区:Ua>Q, 0<0且-ufi/ua <73 o
再根据公式(4-15)定义:
若久>0,则A=l,否则A=0;
若U2>0,则 B=l,否则 B=0;
若U3 > 0,则 C=l,否则 C=0。
可知A、B、C之间有八种组合形式,由于A、B、C不能同时等于1,所以实际的组合形式 只有六种。通过A、B、C的组合形式来判断t/喲所处的扇区。令N=4C+2B+A,就可以计算 U讨所在的扇区。
•U产母厂5 (4-15)
(2 )基本矢量作用时间计算
 
如今的SVPWM算法中充分利用/和来计算基本电压矢量作用时间来使计算更加简便。 如当U,•寸处在第1扇区时,由图4-11可得:
 
将上述公式整理可得:
T 5T芫
T_T 一卩Ts _凤口 _KU
t0 = t.=^ts-t4-t6)
公式(4-17)中的K、瓦是比例系数,可结合式(4-15)得出具体值。同理根据上面分析可 计算Uref在其他扇区各矢量的作用时间[旳。
4.4本章小结
本章通过光伏并网发电系统与APF在拓扑结构、控制策略、系统功能等方面比较,在光伏并 网发电系统中确定了一种基于APF的谐波抑制技术。在整体系统控制方面,采用电压电流双闭环 控制策略。在电流内环控制方式上介绍了几种常用的控制方式,经过对比采用了 PI控制,电压外 环同样也采用了 PI控制,最后介绍了 SVPWM调制策略的优点以及原理说明。
第五章系统仿真分析研究
建立具有谐波检测及抑制功能的光伏并网发电系统MATLAB/Simulink仿真模型。对单独光 伏并网、单独谐波抑制、具有谐波抑制功能的光伏并网发电系统进行对比分析,验证该系统的正 确性旳。
5.1仿真模型的建立及电路参数设计
5.1.1整体仿真模型
图5-1为具有谐波检测及抑制功能的光伏并网发电系统的仿真模型,模型主要包括光伏电池、 最大功率追踪、逆变器、谐波检测、非线性负载,滤波电路以及三相电压源。其中主电路为三相 全桥逆变电路[网。
 
5.1.2仿真系统参数的选取
根据本论文所提岀的整体设计需求,结合各个原件的参数设定原则,可以得出各个参数的具 体值,具体的参数见表5-1。
 
表5-1系统参数的选择
参数名称 参数取值 参数名称 参数取值
电网相电压/V 220 交流测电阻/Q 0.02
电网频率/Hz 50 母线电压/V 800
交流测电感/mH 4 直流侧电容/uF 1000
 
5.2单独光伏并网
首先需要验证本文所搭建的光伏并网发电系统的正确性,所以在系统中不存在非线性负载的
 
图5-2三相并网电流波形
仅从波形上判断,电网的并网电流为正弦波。但为更精确地了解并网电流是否满足国家纳入 电网的需要,如图5-3所示,对并网电流进行了 FFT分析。其中THD为0.18%,并且影响电网 的5、7、11、13次等奇次谐波较少,满足国家并网要求[刃。
Signal
 
 
 
图5-3并网电流的THD与频谱分析
在该系统中,除观测谐波外,还应考虑光伏系统所产生的并网电流是否与电网电压同频、同
相。由于本文研究的是三相阻抗对称的系统,所以不存在电压、电流不对称等情况。所以可以选 择一相进行分析。
 
 
图5-3 a相并网电流与电网电压波形
a相并网电流能够快速的跟随与电网电压的变化,最终达到同频同相的目的。因此,光伏并 网发电系统的设计达到了预期要求。
5.3单独谐波抑制
5.3.1加入非线性负载仿真分析
在验证的所搭建的光伏并网系统的正确性后,就需要研究APF对于谐波的抑制情况。本文通 过加入非线性负载,来模拟光伏并网发电系统与电网之间用户负荷,以此来产生谐波。光照强度 会随着天气状态而发生变化,当光照强度过低时,光伏电池无法正常工作,此时的系统就会工作 在谐波抑制的状态下,对流入电网的谐波进行抑制[创。
本文选用三相不控整流桥带阻感负载作为仿真的非线性负载,其中:电阻为220,电感为ImH。 在0.1秒时加入非线性负载。图5-4为负载电流波形。
 
 
图5-4负载电流波形
由图5-4可知,负载电流波形畸变较大。因此,对a相负载电流进行FFT分析,以便更精确 地检验文中研究的方法。从图5-5中,可以看出,THD高达26.80%,远远超出了国家规定的要 求。
 
FFT analysis
 
 
 
图5-5 a相负载电流的THD与频谱分析
5.3.2加入APF仿真分析
为了减小由于非线性负载造成的波形畸变,必须采用加入APF来处理畸变的波形。在0.1秒 时加入非线性负载,在0.15秒加入APF。具体波形如图5-6所示。
 
图5-6加入APF后电流波形
在0.1秒到0.15秒时,是加入非线性负载后的波形,波形畸变比较大。0.15秒时,加入APF, 波形得到了很好的改善,并呈现出正弦波。为了更好的观察在加入APF后波形的改善情况,对加 入APF后波形的进行FFT分析。如图5-7中所示,加入APF后a相电流的THD值达到0.54%, 电流波形得到了很大的改善,证明了本文所利用APF来抑制谐波的准确性。
 
Selected signal: 10 cycles. FFT window (in red): 1 cydes
 
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2
Time (s)
FFT analysis
Fundamental (50Hz) , THD= 0.54%
 
10 15 20
Harmonic order
图5-7加入APF后a相电流的THD与频谱分析
5.4具有谐波抑制功能的光伏并网发电系
当整个系统不仅需要光伏并网,而且需要APF时,就需要对具有APF功能的光伏并网系统 进行控制。为了更好地观察整个仿真波形,0-0.1秒时为单独光伏并网,在0.1秒时加入非线性负 载,在0.15秒时加入APF进行谐波的抑制,整个系统的三相并网电流波形仿真如图5-8所示。
 
图5-8三相并网电流波形
从图5-8中可以看到,在0-0.1秒内,三相并网电流波形为正弦波,具有较好的波形。在0.1 秒时,加入非线性负载后,三相并网电流波形发生畸变。在0.15秒时加入APF,波形畸变得到了 显著的改善,仍然保持了较好的正弦波。
为了更加清楚地看到系统的谐波抑制,本文对加入非线性负载后与加入APF后的两种波形 分别进行了 FFT分析的。如图5-9所示,当加入非线性负载时,THD变为5.72%,由于产生了畸 变,并且超出了国家规定的要求,需要对谐波进行抑制,故必须加入APF来抑制谐波。从图5-10 可以看出,经过加入APF谐波抑制后,THD减小到0.40%,谐波对电网的污染大幅度减少,达 到了国家规定的要求,证明了采用谐波抑制技术的光伏并网系统正确性。
 
FFT analysis
Fundamental (50Hz) , THD= 0.40%
5
 
图5-10加入APF后电流THD与频谱分析
接下来对单独光伏并网、加入非线性负载、加入APF的a相并网电流与电网电压波形进行分 析,观察它们能否跟随电网电压的变化。如图5-11所示。可以看到,在进行单独光伏并网时,系 统在0.03秒时,a相的并网电流与并网电压同频同相;在加入非线性负载后,波形发生畸变,但 仍能维持良好的相位,与电网电压保持同步;在加入APF后,发生畸变的a相的并网电流波形得 到改善,并且与并网电压保持同步,符合设计的需要。
 
 
图5-11 a相并网电流与电网电压波形
 
5.5本章小结
本章利用MATLAB/Simulink平台建立具有谐波检测及抑制功能的光伏并网发电系统仿真模 型。由非线性负载产生的谐波可以被该系统进行有效的抑制,使并网电流波形得到明显的改善。 验证了光伏并网发电系统与APF相结合策略的正确性。
第六章结论与展望
众所周知,太阳能是一种比其他可再生能源更清洁、更便宜、更容易采集的可再生能源,所 以太阳能是目前世界上最受关注的一种可再生能源,并且其研究已经取得了优良的成果。然而, 出于光伏系统自身的原因以及在PCC (公共连接点,电力系统中一个以上用户负荷连接处)的非 线性负载的影响,其所带来的谐波污染问题也日益严重,这也是制约光伏并网发电系统大规模发 展的一个关键因素。因此,为了保证电力系统的安全、稳定运行,必须要对光伏并网发电系统的 电能质量做出严格的要求。本文对光伏并网发电系统谐波的检测与抑制进行了研究,对解决光伏 并网的谐波污染问題有一定的经济和工程实用价值。本文具体做了以下几项工作并得出了相关结 论:
(1)本文对光伏电池的性能进行了分析,并从理论上推导出了光伏电池在工程中的应用数 学模型;在此基础上,对最大功率点追踪(MPPT)进行了详细的分析,并对三种最大功率点跟踪 技术进行了分析,最后选择了扰动观测方法。通过搭建MATLAB/Simulink仿真模型,得出了光 伏电池的输出电压、电流和输出功率的变化规律,验证了扰动观测法可以有效地跟踪光照的强度 的变化和温度的变化。
(2)本文从瞬时无功功率理论出发,对p-q法、ip-iq法、d — q法等进行了分析和研究, 阐述了其基本原理,并针对传统的d-q谐波检测法存在的谐波检测速度较慢、测量精度较差等 缺点,研究了一种改进的谐波检测方法,并在MATLAB/Simuliuk搭建改进前与改进后的仿 真模型。结果显示,改进后的方法能快速有效地提取出相应的直流分量,而且所提取的直流分量 没有显著的交流纹波,在工程上有很好的推广应用价值。
(3)基于APF技术与光伏并网技术的相似性,本文将APF技术与光伏并网技术相结合,建 立了具有谐波检测及抑制功能的光伏并网发电系统。利用MATLAB/Simulink搭建完整的仿真模 型,将仿真分为三个阶段,分别是单独光伏并网、单独谐波抑制,具有谐波抑制功能的光伏并网 发电系统。结果显示,APF技术与光伏并网技术相结合的系统,能够很好的对谐波进行抑制,改 善并网电流波形。
随着光伏并网发电的大规模应用,对并网的需求也随之增加。本论文只对光伏并网的谐波检 测及抑制技术进行了一些初步的研究,但仍存在很多问题需要进一步完善。以下是对工作的进一 步设想:
(1)本文只在MATLAB/Simulink仿真软件中对该方案进行了验证,并没有涉及到具体的电 路设计实验,有待于进一步的实践证明。
(2)本文的光伏并网发电系统没有研究并网工作、孤岛运行两种工作方式切换的情况,因 此,所提出的谐波抑制技术还需进一步完善。
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